Бакулев (560825), страница 18
Текст из файла (страница 18)
Изменение фазы парциальных сигналов на каждом из отводов ЛЗ при прохождении по ней радиосигнала показан на рис. 4.19,ж 108 пгод го 2Т, е) 2г» ! Рне. 4.19. Ооработка в оптимальном фильтре ФКМ-радиоимнульса с ссмнглементпым кодом Баркера; а — вил ФКМ-радиоимпульса; д — бинарный код начальных фаз дискрьчов; е — структурная схема устройства обработкк (оптиывльного фильтра); г — последовательность суммированнв днскретов, д — результат суммированил лискретов; е — выхолиой сигнал Видно, что когда начало радиоимпульса достигнет последнего отвода, а конец — первого, парциальные сигналы на всех семи отводах бу- 109 дуг иметь одинаковый знак (фазу) и сннфазно суммироваться.
На выходе получится максимально возможный сигнал — главный пик длительностью Т,///. Справа и слева от этого пика располагается по три боковых лепестка с амплитудой ]/г/= ]/7. Фильтр согласован с ФКМ-импульсом длительностью Т, и служит для увеличения е/ на выходе оптимального фильтра. Однако коды Баркера известны только для М= ]3. При тринадцатнзначном коде Баркера импульс может быть сжат максимум в ! 3 раз, а минимальный уровень боковых лепестков ДКФ составит ]/!3 от амплитуды главного пика выходного сигнала оптимального фильтра.
На рис. 420 показана ФНЗС сигнала с фазокодовой манипуляцией кодом Баркера при /!/= ! !. Для увеличения коэффициента сжатия К, =Т,/т„и, слеловательно, для улучшения разрешения целей по дальности и скорости, а также для снижения уровня боковых лепестков применяют линейные рекуррентные кодовые последовательности, практически не имеющие ограничения по длительности кода. В качестве рекуррентных кодовых последовательностей рис.
4 за ниа тг!зс е молуаяииея Фазы кодом часто используют М-последоБаркера ! ! 1] вательности или коды максимальной длины, которые образуются с помощью рекуррентных соотношений, что позволяет формировать их на регистрах сдвига, охваченных обратными связями. Подразделяют М-последовательности на периодические, когда период повторения кода Т„ равен его длительности Т,(Т„=Т,), н непериодические (усеченные), когда Т„больше Т,(Т„>Т,). Наиболее часто М-последовательность задают в виде последовательности символов с/,.
Для основания 2 значение текущего символа ~ кодовой последовательности зависит от т предыдущих символов и рассчитывается по формуле (4.2 ]) где а/и а, могут быть равны 0 или !. Величина т называется памятью кодовой последовательности и определяет количество ячеек в регистре сдвига, формирующем код. При 110 формировании кодовой последовательности задают произвольный начальный блок илн начальную комбинацию символов кода, состоящую из т символов.
Вся последовательность получается по рекурреитному соотношению (4.21). Перечислим некоторые основные свойства М-последовательностей: 1) М-последовательностн содержат 2т -1 элементов и имеют длительность Т, = т„(2"'- ! ); 2) сумма двух М-последовательностей по модулю 2 в символах о', дает снова М-последовательность; 3) уровень боковых лепестков ДКФ для периодической последовательности с периодом Т„=)тт„ равен 1!Ж, а для одиночной (усеченной) непериодической последовательности длительностью Ут„ он равен 1! Я ; 4) число различных максимальных линейных рекуррентных последовательностей при одинаковом и определяется алгоритмом Ф„=(1йп)<р(2"'-1), где <р(х) — функция Эйлера.
Для формирования кодирующей (модулирующей) М-последовательности обычно используют регистры сдвига, охваченные по определенным правилам обратными связями с отводов регистров. Правила осуществления обратных связей в регистрах, формирующих код на основе рекуррентных линейных последовательностей максимальной длины, можно опредеЛить, используя так называемые характеристические полиномы кодовых последовательностей: (4.22) Р(х) = х + а,х + ...
+ а„,х"' = 1+ а,х + ...а„,х где учтено, что коэффициент ав всегда равен 1. Из теории линейных рекуррентных последовательностей известно, что для формирования М-последовательности размера У=2"'-1 необходимо использовать неразложимые примитивные полиномы степени а с коэффициентами п„равными О или 1. Неприводимый полипом не может быть разложен на множители. Примитивный полином является делителем двучлена хя+1 при условии, что,и > )т' = 2"'-1.
Рекуррентный алгоритм (4.21) определения символов и', кодовой последовательности получают из характеристического полинома (4.22) при замене х' на 4: Р(Х)=д,йаЫ,,Ю...Юа„,Н, „,. Полипом формирования кода на регистре сдвига условно можно представить в виде многочлена, схожего с характеристическим полиномом, в котором х заменяют на символ задержки во времени т„. Здесь имеется в виду, что т„— элемент кода и в то же время элемент (ячейка) задержки регистра сдвига: Р(г„) = г~ Э аг~ Э азг„Э ... Э а,,г„"' . 111 Этому папиному соответствует каноническая схема устройства формирования кода, показанная на рис.
4.21, в которой коэффициенты гл определяют наличие обратных связей регистра, а «степень» символа т„показывает номер ячейки Рис. 4.2!. каноническая схема формирования кола (триггера) регистра. М-нослеловательности Устройство состоит из регистра сдвига, представленного на рисунке в виде цепочки гн элементов задержки тк (ячеек или триггеров), т отводов с элементов задержки, ключей (усилителей с коэффициентами усиления 0 или ! в отводах и устройств сложения по модулю 2. Количество суммирующихся по модулю 2 слагаемых зависит от вида формирующего полинома, а точнее оттого, какие коэффициенты а, равны О. Правила синтеза схемы формирования М-последовательностн на регистре сдвига сводятся к следующему: 1) число ячеек регистра ги = 10(Дгь!)/!д2, где йГ определяется требуемым уровнем боковых лепестков ДКФ; 2) количество обратных связей определяется не равными 0 коэффициентами ай 3) суммирование слагаемых полинома производится по модулю 2; 4) последовательность смены кодовых символов определяется начальным блоком кода, т.е, начальной установкой символов бинарного кода в ячейки регистра.
Рассмотрим частный случай. Пусть гп=З. Полином Р(т,) для регистра из трех элементов тк, поскольку г, = 1, представляется следующим о образом: пусть сь имеют следующие значения: а~=аз=!, аз=0 и Р(т,)=! ю~„'. йят~, тогда схема формирования кода (010011! ) конкретизируется в структуру, показанную на рис. 4.22, в которой в качестве элементов задержки т„ используются триггеры (Тр). Число разрядов регистра при бинарном коде т =3. Пусть начальная установка триггеров в рассматриваемом примере следующая: Тр! и ТрЗ находятся в состоянии «0», а Тр2 — в состоянии «1». Тактовые импульсы продвигают комбинацию (010) по регистру. Начальный блок последовательности получился (010! ). Кроме бинарных кодовых последовательностей известны так называемые многофазные коды, в которых основание будет л>2, тогда число фаз тоже 112 больше двух и скачок фазы хмр=2п/л<п.
Наиболее употребительны многофазные коды Баркера, Френка, Хаффмана и др. В качестве примера на рис. 4.23 приведено тело функции неопределенности усеченной М-последовательности с параметрами т = 4, й! = ! 5. Суммируя все сказанное, следует ОТМЕТИТЬ, ЧТО Ф((М" Рве. 4д2. Схема формирования семизначной М-гюслссигналы обеспечива- ловатсльности (о!Оо!!!! ют излучение боль- !ягт,а !! шой энергии зонди- г,в рующего сигнала да- Л 15 же при ограничении пиковой мощности передатчика за счет увеличения длительности радиоимпульса о (Т,=)тт„), и энергия в -!5 и импульсе Е,=Р, Т,. При этом гарантиру- т ется выполнение требований к разрешаю- Рнс.
4.23. Вил Фнзс-сигнала, молулированного по фазе мщей способности по лослсловатсльностью слг=!5 [! Ц дальности б)! (времени запаздывания) и скорости 6/ (смещения частоты), поскольку ширина сечений острия ФНЗС вдоль осей От и Ой пропорциональна соответственно гзтмт„и Ль)м! )Ть Уровень боковых лепестков, маскирующих полезные но слабые сигналы, отраженные от целей с отличающимися координатами, зависит от йг и может быть легко уменьшен путем увеличения параметра лг. Контрольно!в вопросы 4.!. Задан сигнал в аиде суммы двух гармонических колебаний с близкими час- тетаМИ и, И МЗ:И,(Г) =(УЛСОВ(ОЗГ)+Ум СО5(ОЗ Г).
РаССтРОйКа !ОЛ~=(ОЗ,-ОЗ) ПО- лвгается настолько малой, что и(г) можно считать узкополосным. Найдите огибжоцбво, полную фазу и мгновенную частоту сигнала. гйп(ш„г) 4.2. Определите огибающую функции и, = Ом " и постройте ее.
озог 113 4З. Для обработки агрюкснного от цели сигнала с прямоугольной огибающей дли- тельностью тя =5 мкс используется коррелятор. Насколько уменыпится амплитуда выходного сипила коррелятора, если временное рассогласование между принимае- мым и отраженным сипяшичи дю/к-/а=2,5 мкс? 4.4. Отраженный от движущейся цели сигнал имеет прямоугольную огибшо- щую. Насколько уменьшится амплитуда сигнала на выходе оптимального фильтра, если длительность импульса т„=5 мкс, скорость движения испи 1'=300 м/с, длина волны Х=З см? 4.5. Как площадь ДН зависит от параметров сигнала? 4.6.
Что происходит с ДН при введении внутриимпульсной частотной модуля- ции? 4.7. Дайте определение диаграммы неопределенности, приведите се свойства. 4.8. Чем определяется плошадь ДН и как она зависит ог параметров сигнала? 4.9. Что происходит с ДЕ! при введении внутриимпульсной частотной людуля- ции'? 4.10. Какова ДН сигнала, заданного в виде последовательности 6-функций? 4.1!. Какова ДН сигнала, заданного в аиде повторяющихся в бесконечных пре- делах импульсов с гауссовской огибюощей? 4.12. Какова ДН сигнала.
заданного в виде пачки гауссовских импульсов с гаус- совской огибающей? 4. !3. Опрелелите частоту повторения импульсов, при которой булат обеспечшю однозначное измерение дальности до цели, если /1„„„=150 км. Найдите пределы однозначного измерения радиальной скорости, 4.14.
Определите частоту повторения импульсов, при которой будет обеспечи- ваться однозначное измерение скорости, если Рм300 м/с, /=0,03 м. Надите пре- делы однозначного излгерения дальности до цели. 4.!5. Для импульса с гауссовской огибающей определите разрешающую спо- собность по дальности и скорости при т„=5 мкс и / = 0,03 м. 4.!б.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
