Бакулев (560825), страница 17
Текст из файла (страница 17)
Реиселиа Аналитическое выражение для сигнала (рис. 4.10) имеет вид (/ осоз соог+ '," ! пРи — — "<!< —" с~ ! 2 2 0 прн других значениях г где К, =Ь~ Т,. — коэффициент сжатия (база сигнала). 102 На рис. 4. ! ! приведены графики, иллюстрирующие процесс сжатия радио импульса с ЛЧМ. Сигнал имеет следующие параметры: Д,= )00 мГц, т„=2 мкс, Ь~=20 мГц, й=т„l)000, ~(() = — г+(,. ги Фильтры сжатию В качестве фильтров сжатия могут использоваться устройства с пряь)оугольной амплитудно-частотной и квадратичной фазочастотной характеристиками, например, линии задержки (ЛЗ) сигнала с отводами (рнс.
4 )2, аб) Рис. 44!. Проиесс кслгатияв ЛЧМ вЂ” радиоииЕсли ЛЗ не обладает дисперси- нульса: а — огибзююая влолного сигнала, о — зао ым й в ь кон ЛЧМ; и — огибжоизая выяодного сигнала располагают неравномерно на различных интервалах задержки и тем самым обеспечивают синфазиое суммирование сигналов при распространении ЛЧМ- импульса вдоль ЛЗ. Если используется дисперсионная ЛЗ у кото- Рис. 4 (з. ((сдисиеРсионнаа линна задеРжки (а) и диснеР- сионная линия залержки (б) рой скорость изменения времени группового запаздывания от частоты обратна по знаку скорости изменения частоты ЛЧМ-сигнала во времени, то отводы. располагаются равномерно по ЛЗ.
Для сжатия ЛЧМ-радиоимпульсов наиболее употребительны дисперсионные ультразвуковые линии задержки ЯУЛЗ) на по- лк верхностных акустических волнах (ПАВ), представляющие собой тонкие пластины пьез<зэлезггрических матерна РИС. 4.(З. ДИСОЕРСИОННаа УЛЬтРаЗВУКОВаЯ ЛИНИЯ задержки на ПАВ лов (синтетнческого пьезокварца, ниобата лития, гермаиата висмута и др.), на которые нанесены передающие и приемные металлические решетчатые электроды (рис. 4.
! 3). 103 К числу основных параметров ЛЗ относятся рабочая частота Д, полоса пропускания А7 и время задержки Тм значения которых зависят от материала ЛЗ. В качестве примера рассмотрим ДУЛЗ (ОАО «Авангард»), предназначенную для сжатия ЛЧМ-рааионмпульса длительностью т„=70 мкс с девиацией частоты (ь г=20 МГц, работающую на частоте 7е=70 МГц.
Фильтр на такой ЛЗ дает К„м900, вносит потери -50 дБ и имеет уровень боковых лепестков -28 дБ. Число электродов в решетке преобразователя составляет 3 1О . Сжатый импульс имеет форму а(п(х)/х, что повышает опасность маскировки основных лепестков сжатого радио- импульса, отраженного от цели с малой ЭПР (рнс.4.14), боРнс. 4.(4. маскировка слабого сигнала (цель 2) ковыми лепестками сильного боковин лепестком сильного снгнаяа(цель !) сигнала. Для борьбы с этим явлением применяют весовую обработку сигналов во временной либо в частотной области с помощью специальных корректирующих фильтров (рнс.
4.15), построенных обычно по трансверсальной схеме. Рнс. 4.!5. Схемы весовой обработка ЛЧМ-снгналов во времен-ной н часшгной областях В отводы трансверсальных фильтров сжатия ставят усилители, коэффициенты передачи которых соответствуют весовым коэффициентам корректирующей функции. В ДУЛЗ на ПАВ требуемые весовые коэффициенты получают изменением длины электродов решетки. Весовую обработку можно реализовать, использовав следующие весовые функции корректирующего фильтра: 1) весовая функция Дольфа — Чебышево (рис.
4.16); 2) весовая функция Тейлора; 3) весовая функция общего вида: К(вл) = Ке„(1 — Кь„)солев 1,лш/ Рис. 4.16. Частотная характеристика корректирующего фильтра ДоЛьфа— Чебышева ' Дискретно кодированные сигналы (ДКС!. Представим модель тела неопределенности, удовлетворяющую требованиям к энергоемкому зондирующему сигналу с высокой разрешающей способностью одно- ВРЕМЕННО ПО ВРЕМЕНИ т И ПО Чаетстс Ьа (ДаЛЬНОСтн й И СКОРОСТИ Рс) В ВИ- де пьедестала толщиной р и острого конуса с осью, совпадающей с 1вб Частным случаем весовой функции Тейлора является весовая функция Хэмминга: К(М) = а+ 2Ьсоз " = л+(1 — ус)сок~ лэ з ь 2ььш Структурная схема фильтра с а = 0,54; Ь = 0,23; к = 0,08 показана на рис. 4.17 Фильтр подавления реализуется в виде двух последовательно включенных линий задержки на Ы = 1Узш, трех весовых усилителей и сумматора. Прн такой обработке уровень боковых лепестков уменьшается до -42,8 дБ.
Однако прн этом основной лепесток расширяется примерно в 1,47 раза, а отношение сигнал!шум по мощности уменьшается в 1,34 раза по сравнению с отношением сигНад!ШуМ На ВХОдс фИЛЬтра ХЭММИНГа Рис. 447. Струкеуриел схема Фильтра Уровень боковых лепестков ~з""""'а уменьшается обратно пропорционально времени при всех видах весовой обработки, кроме весовой функции Дольфа — Чебышева, где он неизменен. При этом несколько расширяется основной лепесток и возрастают энергетические потери по сравнению с оптимальной обработкой (без корректирующего фильтра). Кроме корректирующих фильтров, для борьбы с боковыми лепестками используют изменение формы (предыскажение) зондирующих сигналов и внутриимпульсную нелинейную частотную модуляцию. осью ОХ, высотой 1 и эллиптическим основанием, стоящим на пьедестале (рис.
4.18). Разобьем тело ФНЗС на две части: информативную т, и неинформативную тн причем 1 1 — т = — (т, +т,) =1. Зл 2л Пусть Т, — длительность, ф, — ширина спектра сигнала„ тогда согласно рис. 4.19 информативный объем т~ представляет собой объем главного пика (острия), а неинформативный — пьедестал-параллелепипед объемом г, = 2(2лф')(2Тл)ра . Потребуем, чтобы — тз «1. Для этого не- 1 обходимо, чтобы ра<(4фТ)', т.е.
величина ре должна быть тем меньше, чем больше площадь 4ТлЦ,', на которой «распределен» объем ль Как видно, для выполнения этого условия сигнал должен быть одновременно длительным н широкополосным, т.е. относиться к сложным сигналам с большой базой. В качестве последних могут использоваться шумоподобные (ШПС), а чаще всего дискретнокодпрованны е сигналы (ДКС). Дискретное кодирование сигналов можно выполнять по фазе, частоте н амплитуде как раздельно, так и одновременно. Обычно ДКС разделяют на кодированные по амплитуде (АДКС), частоте (ЧДКС) и фазе (ФДКС). Дискретно- кодированный сигнал представляет собой радиоимпульс длительностью Т„состоящий из АГ более коротких импульсов-элементов (дискретов) длительностью т„, плотно при- мыкающих друг к дру- гве а!в.молельйулмл л ллаелел ляли ел л юс ~вял гу (см, рис.
4.20,а). Аналитически ДКС можно записать так: 106 где а,, тв у, — параметры кодовой модуляции последовательности дискретов (т,), которая может содержать коды (ав шв <р, ); 1=1,2,...,% — номер дискрета кодовой последовательности; )т' — число дискретов в сигнале; Ув(!) — импульс стандартной амплитуды длительностью т„(длительность элемента кода); У [г-(! — 1)г„] при (г-!)г„<г<!г„ У,= Ю 0 при других значениях !. При этом длительность сигнала составляет Т;-!!т„.
Поскольку а,— энергетический параметр, для сохранения энергии сигнала неизменной при расчетах необходимо нормировать (4.17) с помощью дополнитель- 1!!3 .[.,~(,г~ . и б р ° в.>7) н ы формулы, описывающие ДКС с различными видами кодирования. При (0,)=(а,), (ох)=(!р,)=0 имеем амплитудно-кодированный сквнав (АДКС): У(!) = ~аУтехР[Угвв!) пРи О <! < ггг„ м 0 при других значениях ! (4.10) При (ОД=(оз,), (п,)=1, (!р,) = 0 получаем чостотно-кодированный сигназ (ЧДКС). Обозначим У(!) =У„„(!)ехр()гв !), тогда У(!) = и У,(!)ехр(!ввв!) при О <! < ггг„ 1 0 при других значениях !.
(4. 19) (4.20) Число значений и, которые принимают начальные фазы элементов кода, называется основанием кодовой последовательности. При и = 2 имеем бинарную последовательность. Бинарная ФКМ-последовательность получается, когда начальная фаза !р элемента принимает одно нз двух значений 0 нлн к. Тогда код можно задавать в виде последовательности значений фазы (!р,)=(О,я) 107 Чаше других используются ФДКС или, так называемь!е фоло-кодов!одулироввнныв (ФКМ) и фалом!онипулпровонные (ФМ) сиги!о!ы.
В этом случае(д,) =(д,), (и,)=1, (го,)=0 и либо в виде последовательности оператора (С,)=(ехр(/~р))=(+1,-1), либо в виде последовательности символов кода (гЦ=(1,0). Иногда в иллюстративном материале вместо символов С, (+1, -! ) используют соответствующие им символы («+», «-»). Таким образом, формирование бинарной кодовой последовательности сводится к заданию дискретных значений йы С, и ф Логика символов Ы, определяется по правилу; Х+Г, если — >Х+У <юог12, ХЮУ= Х+ У - щей, если -+ Х + У > тоб2.
На рнс. 4.19 показан вид бинарного фазоманипулнрованного (ФМ) снгнала-радионмпульса (а) и соответствующей кодовой последовательности (б). В качестве бинарных кодовых последовательностей фазоманипулнрованных сигналов чаще других используют бинарные коды Баркера и М-последовательности. Коды Баркера обеспечивают уровень боковых лепестков ДКФ )((1,0), равный 1//г', т.е. 1 при /=О, Х(г',0) = 1//У пригн О. Процесс оптимальной обработки и <ссжатия» во времени импульса с виутриимпульсной ФКМ с использованием семизначного кода Баркера показан на рис. 4.19.
Сжатие ФКМ импульса осуществляется с помощью линии задержки (ЛЗ) с отводами и сумматора, сигналы к которому от ЛЗ подаются через отводы либо непосредственно, либо с поворотом фазы на л, т.е. ннверсно, для обеспечения последовательности суммирования дискретов, показанной на рис. 4.19»ь Причем процесс суммирования иллюстрирован с использованием кодовой последовательности С; = ехр(/уД, поэтому начальной фазе О соответствует С = +1(+), а фазе я соответствует С = -1(-). Закон смены знаков от первого отвода к последнему (от начала ЛЗ к концу) обратен коду С, начальных фаз радиоимпульса (Код на рис. 4.19,г). Этот код является зеркальным отображением модулирующего кода и представляет собой импульсную характеристику оптимального фильтра.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
