Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 10)

Если на вход 1 поступает, например, сигнал положительной полярности, то это вызывает падение напряжения на R_Э такой полярности, что транзистор VT2 подзакрывается, т.е. токи i_Э1 и i_Э2 имеют противоположное направление и ОС за счёт R_Э нейтрализуется.

3.4.3. Параметры дифференциального каскада

Входное сопротивление для ДС (R_ВХ) – это сопротивление между полюсами 1–0 (рис. 3.24). Со стороны источника сигнала VT1 включён по схеме ОК с нагрузкой , где R_ВХ2 – входное сопротивление VT2. По отношению к управляющему сигналу, снимаемому с сопротивления R_Э, транзистор VT2 включён по схеме ОБ, у которой входное сопротивление

. (3.32)

Для транзистора VT1 (схема ОК)

. (3.33)

Подставляя (3.31) и (3.32) в (3.33) и учитывая, что , получили

, (3.34)

где R_ВХЭ – входное сопротивление схемы ОЭ.

Э
то следовало ожидать, т.к. при большом сопротивлении R_Э переменный ток в него не ответвляется и эквивалентная схема входной цепи принимает вид, представленный на рис. 3.25.

Если для повышения симметрии база VT2 заземляется через резистор R_Г, то

.

Для повышения R_ВХ в каскадах на БТ одиночные транзисторы заменяют на составные (пара Дарлингтона), работающие в режиме микро токов.

Из эквивалентной схемы входной цепи для СС (рис. 3.26) следует, что

, (3.35)

т.е. _.

При симметричном выходе и несимметричном входе (рис. 3.24)

.

Из схемы рис. 3.25 ( при R_Г=0), т.е.

и коэффициент усиления

(3.36)

будет совпадать с коэффициентом усиления одиночного каскада с ОЭ. При несимметричном выходе К_д уменьшается в 2 раза.

При подаче СС (рис. 3.26) и при несимметричном выходе

и

(3.37)

Так как , то

. (3.38)

Если учесть разбаланс плеч ДК, то значение К_С получается несколько больше.

Как уже отмечалось, в разделе 4.2.2 [1], способность схемы подавлять СС оценивается коэффициентом ослабления СС

(3.39)

С учётом (3.36) и (3.38)

. (3.40)

АЧХ и ПХ ДК совпадают с соответствующими характеристиками резисторного каскада в области верхних частот и малых времён (разд. 3.2.4). Поэтому, cоотношения (3.20)(3.28) относятся и к ДК. В диапазоне нижних частот и больших времён ДК не вносит ни частотных, ни переходных искажений, так как является УПТ.

Р еальные схемы ДК значительно сложнее. Так в схеме на рис. 3.27 ДК образован из двух составных транзисторов VТ1, VТ2 и VТ6, VТ7 вида ОК–ОБ (каскодная схема). В качестве нагрузки каскада используется ГСТ (VТ3, R1 и VТ8), играющий роль динамической нагрузки (см. разд. 3.6).

Передача напряжения от каждого входа до несимметричного выхода – коллектора транзистора VT8 – происходит двумя путями. От инвертирующего входа первый путь через базу–эмиттер VT1, эмиттер–коллектор VT2, базу–эмиттер VT4 и базу–коллектор VT8; второй – через базу–эмиттер VT1, эмиттер–базу VT2 и базу–коллектор VT7. От не инвертирующего входа первый путь через базу–эмиттер VT6 и эмиттер–коллектор VT7; второй – через базу–эмиттер VT6, эмиттер–базу VT7, базу–коллектор VT2, базу–эмиттер VT4 и базу–коллектор VT8.

Несложно убедиться в том, что при равных коэффициентах усиления тока базы и при h_21Э>>1, благодаря последовательному соединению транзисторов VT1,VT2,VT3 и VT6,VT7,VT8, они работают в равных условиях как по постоянному, так и по переменному току; этому же способствует и соединение между базами транзисторов VT2, VT7 и VT3, VT8. Поэтому, коэффициенты передачи от обоих входов до выхода мало отличаются, что особенно обеспечивает высокую степень ослабления СС.

Требуемый режим работы по постоянному току осуществляется подачей напряжения смещения на базы транзисторов VT2 и VT7 от высокоомного делителя напряжения, образованного из двух ГСТ: на VT9 и VT10, R₄; постоянство тока, потребляемого цепью этих ГСТ, поддерживается с помощью транзисторов VT5 и VT12 в диодном включении.

К достоинствам рассматриваемого каскада относятся высокая степень ослабления СС, относительно широкая полоса пропускания за счёт использования составных транзисторов каскадного типа, а также сравнительно большое усиление до 60дБ при большом входном сопротивлении.

3.5. Усилительные каскады на составных транзисторах

3.5.1. Общие сведения

Усилительные каскады на составных транзисторах (СТ) чаще всего используют в ИМС. СТ представляет собой сочетание , как правило, двух активных элементов, образующих УЭ с новыми параметрами и характеристиками. Они применяются во входных дифференциальных каскадах для обеспечения большого входного сопротивления, в эмиттерных и истоковых повторителях, в выходных двухтактных каскадах ОУ, в промежуточных каскадах ОУ и т.д.

Зная параметры УЭ, входящих в состав СТ, и способ их соединения, можно, воспользовавшись методом четырёхполюсника [1], найти характеристические параметры (у-параметры), т.е. представить СТ в виде одиночного транзистора. Далее следует воспользоваться готовыми расчётными соотношениями для схем включения ОЭ, ОК, ОБ (таб. 4.2.6 [1]).

3.5.2. Резисторный каскад на составном транзисторе

С



хема усилительного каскада, выполненного на СТ по схеме Дарлингтона [1] приведена на рисунке 3.28. Заменяя СТ эквивалентным одиночным транзистором, включённым по схеме ОЭ, получаем обычный резисторный каскад (рис. 3.1). Поэтому, аналитические выражения, полученные в разделе 3.2 можно распространить и на данную схему, предварительно заменив у-параметры одиночного транзистора в схеме ОЭ на у-параметры СТ.

При наличии резистора R эмиттерный ток транзистора VT1 не ограничивается током базы VT2 (I_Э1 = I_R + I_Б2), что димости g₂₁ первого транзистоего коэффициента усиления.

Если требуется усилительный каскад с большим входным сопротивлением, то в качестве первого УЭ используется ПТ (рис. 3.29). Так как затвор ПТ соединяется с резисторным делителем R₃₁R₃₂ с помощью резистора R₃ сопротивлением около 10МОм, то вход ПТ не шунтируется сравнительно небольшими сопротивлениями R₃₁ и R₃₂.

3.6. Усилительные каскады с

динамическими нагрузками

П

овышение коэффициента усиления любого каскада при заданном УЭ возможно за счёт увеличения сопротивлений резисторов, которые включены в коллекторные или стоковые цепи транзисторов. Однако, если напряжение источника питания покоя транзистора. В результате ухудшаются его усилительные свойства, так как снижается крутизна транзистора g₂₁.

Д ля поддержания тока покоя постоянным, нужно соответствующее увеличение напряжения источника питания, но при этом ухудшается энергетика каскада, так как большая часть мощности источника питания рассеивается на коллекторной (стоковой) нагрузке. Кроме того, в ИМС высокоомный резистор занимает большую площадь на кристалле, что потребует увеличение её размеров.

Эта проблема решается применением динамических нагрузок, которые представляют собой некоторую схемную реализацию ГСТ, сопротивление которых постоянному току значительно меньше (на несколько порядков), чем переменному.

В усилителе с динамической нагрузкой (рис. 3.30) транзистор VT1 является УЭ. Его нагрузка (динамическая) – ГСТ (токовое зеркало) на транзисторах VT3 и VT4. Транзистор VT2 выполняет функцию токовой защиты. При нормальных условиях он закрыт и не оказывает ни какого влияния на работу каскада.

Данный каскад имеет высокое выходное сопротивление (более сотни килоом) и низкое входное сопротивление (при малом R) как у схемы ОЭ. Он инвертирует фазу усиливаемого сигнала и имеет большой коэффициент усиления по напряжению (несколько тысяч) из-за большого сопротивления ГСТ (динамической нагрузки) по переменному току.

Каскады с динамическими нагрузками получили широкое распространение в ИМС, где транзисторы обходятся дешевле резисторов.

4. Устойчивость операционных усилителей

4.1. Устойчивость многокаскадного усилителя постоянного тока

Пусть многокаскадный УПТ на нулевой частоте охвачен частотно-независимой (В=const) ООС. За счет дополнительных фазовых сдвигов в области верхних частот ООС переходит в положительную и при возвратном отношении Т(f)=1 усилитель возбуждается.

Какую максимальную глубину ОС F0max можно допустить на нулевой частоте, чтобы ОУ не возбудился на верхних частотах?

Пусть УПТ состоит из n одинаковых каскадов. Из (3.19)....(3.21) следует

, (4.1)

, (4.2)

, (4.3)

где - возвратное отношение на нулевой частоте.

Подставляя (4.3) в (4.1), получаем

. (4.4)

Условия возбуждения (генерирование незатухающих колебаний) имеет вид

,

т.е. из (4.4) находим, что

. (4.5)

Вводя запас устойчивости по фазе Y (разд.1.8), приходим к общему выражению для максимально допустимой глубины ОС

. (4.6)

При n=1 проблема обеспечения устойчивости не возникает; фазовый сдвиг в этом случае ограничен (рис. 3.11,б) и Результаты расчета при запасе устойчивости по фазе (Y=1/4) показывают (табл. 4.1), что уменьшается с увеличением числа каскадов.

Таблица 4.1.

Зависимость максимально допустимой глубины ОС от числа каскадов n

Другим способом обеспечения устойчивости многокаскадного УПТ является выбор каскадов с разными частотными срезами.

Например, используя соотношения (4.4)-(4.6), для двухкаскадного усилителя получим систему следующих уравнений:

; (4.7)

Характеристики

Список файлов книги