Г. Г. Соколовский - Электроприводы переменного тока с частотным регулированием (1249707), страница 15
Текст из файла (страница 15)
4.8), соединяющая концы базовых векторов, участвующих в формировании требуемого вектора. Поскольку в формулах (4.5) фигурируют не сами углы, а разности углов, полученные результаты справедливы не только для сектора П, но и для любого другого сектора. Поэтому, если то = О, то годограф концов вектора О" ,при изменении угла 0„' в пределах от 0 до 180 представляет собой правильный шестигранник с вершинами на концах базовых векторов.
Табл и ца 4.3 Значения модуля требуемого вектора напряжения при тв = 0 в секторе П 94 тО = 1 — (т2 + тз). (4.4) Пример расчета. Известно, что модуль базового вектора равен (Г= = (2/3) Ц, а вектор требуемого напряжения находится в секторе П ' и повернут на угол О„относительно оси х.
Углы между рассматриваемыми базовыми векторами и осью х составляют 0„, = бО; 0„з = = 120, т.е. з1п(0м — О„т) = ~/3/2. С учетом этого формулы для относительных продолжительностей включенного состояния ключей приобретают вид: Таблица 44 Относительная продолжительность включения базовых векторов при 1Г; = 17; и Г7;„717~ = 0,577 в секторе П Чтобы форма напряжения на выходе инвертора в максимальной степени приближалась к синусоиде, годограф концов заданного вектора должен представлять собой окружность (см. рис. 4.8).
Для этого следует выбрать за максимальную длину вектора напряжения значение (1,' = 0,577(Г~. Тогда гсдограф будет окружностью (см. рис. 4.8). При всех значениях 0'„, кроме О'„= ЗО, 90, 150, 210 и 270', в формировании заданного вектора должен участвовать один из нулевых векторов. Относительная продолжительность его включения определяется по формуле (4.4) при значениях т, и т„рассчитанных по выражениям (4.5). Результаты расчета для вектора, расположенного в секторе 11, приведены в табл.
4.4. Необходимое при частотном регулировании изменение напряжения на выходе инвертора достигается изменением величины (7; в формуле (4.5). Когда задается уменьшение напряжения, уменьшаются относительные продолжительности включения ненулевых векторов, что в соответствии с выражением (4.4) приводит к увеличению относительной продолжительности включения нулевого вектора и, следовательно, к уменьшению среднего значения напряжения за период ШИМ.
Один из возможных алгоритмов реализации векторной ШИМ описан в работе 1241. На каждом периоде ШИМ рассчитываются значения т; и т;„(применительно к рассматриваемому квадранту П это т, и т,). По ним определяются уровни переключения УП1 = т; и УП2 = тг+ тп н при сравнении которых с пилообразным сигналом осуществляется переключение базовых векторов. Алгоритм переключений представляет собой такую последовательность действий: в начале каждого периода ШИМ устанавливается состояние инвертора, соответствующее исходному базовому вектору (в рассматриваемом примере (7, з); при первом сравнении с уровнем УП1 осуществляется переход ко второму базовому вектору (в примере — к вектору Ц з); 95 первое сравнение с уровнем УП2 вь1зывает переход к нулевому вектоРУ Ц в; при втором сравнении с УП2 восстанавливается предыдущее состояние (восстанавливается вектор Ц з)„ при втором сравнении с УП1 осуществляется возврат к начальному состоянию Ц,.
Формирование трехфазной системы фазных напряжений на выходе преобразователя показано на рис. 4.9. В верхней части рисунка изображен пилообразный сигнал и указаны значения угла 0'„внутри данного периода ШИМ. Отмечены уровни переключения, а также замкнутые состояния ключей на каждом периоде широтно-импульсной модуляции.
Построение произведено для одной трети периода наибольшего выходного напряжения в предположении, что вектор (7; поворачивается на 60' за шесть периодов ШИМ. Рассмотрим подробнее формирование вектора (см. Рис. 4.8), расположенного внутри сектора П„которому соответствует исходный вектор б, т. При этом(см.
табл.4.2), замкнуты ключи инвертора 1 — 2 — 3 и значения фазных напряжений составляют и,„= и, в — — Ц/3 и и, с = — 2 бв/3 (см. табл. 4. 1). Это видно и на рис. 4.9 на периоде ШИМ, соответствующем 0'„= 70'. При первом уровне переключений УП1, равном т, = 0,765 (см. табл. 4.4), включится вектор (7,, и состояние ключей станет 2 — 3 — 4, а фазные напряжения будут иы — - и,с — — -Цв/3 и и,в — — 2 К~3. При втором уровне переключений, когда т2 + тз = 0,765 + 0,173 = 0,938, будет включен нулевой вектор с состоянием ключей 2 — 4 — 6 и останется таким до второго пересечения с УП2, когда снова включится б;, и затем снова б;,.
Средние за период ШИМ значения фазных напряжений будут: — '" = — (т2 — тз) = -(0,765 — 0,173) = 0,1973; Цд 1 1 (г, 1в — т~ + — тз = — 0„765+ — 0,173 = О, 3703; (г1в 1 2 1 2 0' З З З З вЂ” 'с = — -тт+ — тз) =- — 0,765+ — 0,173 = — 0,5676. и, '(3' з ) (3' з' Аналогично могут быть рассмотрены и другие периоды ШИМ.
Поскольку в реальном случае частота ШИМ составляет килогерцы, т.е. число периодов ШИМ за время поворота вектора на 60 многократно больше показанного на рис. 4.9, среднее фазное напряжение„полученное в соответствии с описанным алгоритмом, 96 'Ф О Ю" о й % И й К о х о а И 3Я о х о И ф Ю у о ~ а ~ ак $~) о ~ ° Э х о $:~ ,й и й х Ф~ Д Х И К 2 О е '~ Сскояовскнв обеспечивает практически синусоидальную форму токов в ста торных обмотках. Входными сигналами для преобразователя частоты с автоном ным инвертором и ШИМ являются задаваемые из системы уп равления электропривода угол поворота обобщенного вектора, вращающегося с синхронной скоростью в неподвижной системе координат х — у, и требуемое значение напряжения.
Микропро цессорная система в реальном времени определяет номер сектора и внутрисекторный угол поворота й'„, после чего производит расчет точек переключения в соответствии с выбранным алгоритмом. Удобспю реализации на микропроцессорном уровне является одним из достоинств векторной ШИМ. 4.4. Преобразователи частоты с автономным инвертором, управляемым током Кроме преобразователей с автономным инвертором напряжения, рассмотренных в предыдущих подразделах, находят широкое распространение преобразователи со звеном постоянного тока и автономным инвертором, управляемым током. Классическая структура преобразователя, называемого преобразователем с автономным инвертором тока (АИТ), показана на рис. 4.
10. Принципиальное отличие его от преобразователя с АИН состоит в том, что инвертор получает питание от источника тока, а не от источника напряжения. В качестве такого источника используется управляемый выпрямитель (УВ) с системой управления выпрямителем (СУВ), которому придаются свойства источника тока путем создания контура регулирования выпрямленного тока 4.
В контуре регулирования тока предусмотрен регулятор тока (РТ), на входе которого истинное значение выпрямленного тока сравнивается с сигналом задания. Таким образом, этот сигнал задает значение тока на входе автономного инвертора, а следовательно, и значение тока статора двигателя, который формируется из тока 4 путем переключения ключей инвертора.
Частота статорного тока, так же как частота напряжения в преобразователе с АИН и управляемым выпрямителем (см. рис. 4.1), задается сигналом задания частоты на входе системы управления инвертором (СУИ). Особенности принципа работы преобразователя с АИТ определяют схемные отличия его от преобразователя с инвертором напряжения: сглаживающий фильтр, предназначенный для сглаживания пульсаций выпрямленного тока, в качестве основного элемента содержит не конденсатор, а дроссель 1„кроме того, в АИТ отсутствуют диоды обратного тока в ключах автономного 98 4 -50гц Задание тока Рис. 4.10. Структура преобразователя частоты со звеном постоянного тока, управляемым выпрямителем и автономным иивертором тока инвертора.
Это связано с тем, что при переключениях ключей инвертора формируются не напряжения на обмотках статора двигателя, а ток в них. Напряжение на обмотках формируется при уже сформированной форме фазного тока, а фазовый сдвиг между током и напряжением образуется путем сдвига напряжения относительно тока, а не тока относительно напряжения. В результате отсутствуют промежутки времени, в течение которых уже произошло переключение ключей инвертора, а ток должен еще протекать в прежнем направлении из-за индуктивного характера нагрузки. Режим частотного управления скоростью асинхронного двигателя при питании его от АИТ называют частотно-токовым управлением ~9~. При частотно-токовом управлении обычно обеспечивается управление составляющими тока статора по двум перпендикулярным осям, что дает возможность регулировать момент двигателя и задавать режим работы с желаемым потоком возбуждения.
Поэтому рассматриваемые далее преобразователи, управляемые током, используются во внутренних контурах систем регулирования скоРости, внешними по отношению к которым являются контуры Регулирования скорости и потока. При изменении сигнала зада- 99 ния на входе замкнутого контура скорости, а также при изменении скорости двигателя в результате изменения нагрузки на двигателе, изменяется сигнал на выходе регулятора скорости, являющийся сигналом задания тока, что приводит к требуемому изменению составляющей тока статора двигателя, формирующей момент двигателя (см. подразд.
6.3). В настоящее время принцип частотно-токового управления с применением преобразователя частоты со звеном постоянного тока обычно реализуется с использованием автономного инвертора напряжения с широтно-импульсной модуляцией, который охватывается обратной связью непосредственно по выходному току, т.е. по току статора двигателя. Таким образом, сигналом задания для преобразователя является сигнал задания тока двигателя, и преобразователь частоты приобретает свойства преобразователя, управляемого током. В работе 1601 предлагается рассматривать непрямое и прямое регулирование тока.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
