Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь (1979) (1152062), страница 97
Текст из файла (страница 97)
Следовательно, полезная компонента выходного сигнала перемножителя не всегда пропорциональна погрешности оценки задержки и в более общем случае функциональная связь между ними выражается через производную корреляционной 482 функции 'сигнала, поэтому в зависимости от а меняется эффективный коэффициент передачи в петле. С учетом (18.6) и (18.7) выходной сигнал перемножителя записывается как х(/)./й= — АЯ; [в(/))+л,„,(/)+и (/), где используется соотношение яг',(е) = ~ а з"/и!.
ч=! Теперь можно сформулировать общие соображения относительно эффективного коэффициента передачи петли прн малых значениях )з~. Корректирующая компонента выходного сигнала перемножи'теля при малых значениях )е~ равна /гАе(/)аь где а, в общем виде определяется выражением ОЭ'04(/)Г/// Рвр (18.9) и зависит только от формы спектра сигнала. Пр~имеры спектров ситналов и соответствующие характеристики дискриминатора си- 4 6/г/ -я'/я) -В я В -я,'/а 'э я 'э Рис. /8.8. Примеры энергетических спектров скгкалов еднннчкой мощностн н соответствующие характеркстнкн днскрнмннатора системы АПВ: а — спектр прнмоугольной формы; пороговое значение е,= (!/4)/к а — гауссовский спектр; б(/)=( 1' и/В,)ехр( — (н//В,)з]; ев=!/У2 Вп в — спектр снкусондального сигнала 483 +К для 0<в<А, — К для — А<а<0, 0 для ~а))Л, ар (а) = )х; (в) = (18.10) что соответствует релейной следящей схеме.
Эквивалентный коэффициент передачи ее зависит от среднеквадратического значения погрешности (см. гл. 12). В случае двоичных псевдослучайных последовательностей импульсы, получаемые прн формировании з'(1), неудобно обрабатывать с помощью используемых на практике цепей. Поэтому часто используется вариант системы АПВ, специально предложенный для двоичных сигналов 1432]. Ббльшая часть оставшегося материала этой главы посвящена обсуждению различных вариантов реализации следящего приема 111ПС с помощью системы АПВ. На рнс. 18.4 приведена структурная схема когерентной системы АПВ с шагом Л.
Обозначение Л относится к сдвигу во времеХгррглл т ар мй у г рггггтр гуулгр с йратлгл грлггю Рис. !8лй Структурная схема системы ЛПВ для двончных последовательностей, форьшруемых регистром сдвига (РС). Если нспользовать сигналы с л-го н (л — 2)-го отводов РС, то «озффнпнент уонлення в петли уненыпнтся в 2 раза. ДСКР— ДКСКРЕткватОР; РР Рог(г+т)+Л(г) — Сктяап На ВХО- ле коРРелЯтоРа; д) Р (па(е)+ла (г, е)+лыеп! — сигнал на выходе коррелятора; т — т в ии между опережаю(цей и запаздывающей копиями сигнала. Можно иметь сдвиг 2Л, взяв сигналы с п-го и (и — 2)-го выходов регистра сдвига'.
С точки зрения помехоустойчивости системы г В дальнейшем (см. рнс. 18.5 н 5 18.9) применяются обозначения АПВ() н АПВ2Л. (Праде Ред.) 484 стемы АПВ показаны на рис. 18.3. Следовательно, фактическим нелинейным корректирующим сигналом при АПВ является производная корреляционной функции сигнала, т. е. И',(в). Дифференцирующая следящая петля для псевдослучайной последовательности имеет характеристику дискриминатора АПВ с шагом 2Л уступает системе АПВ с шагом Л, однако она обладает тем преимушеством, что скорость свипирования в процессе поиска в ней может быть в 2 раза больше. В некоторых случаях могут использоваться также и значения шага, меньше чем Л.
Принимаемый сигнал формируется на передающей стороне на выходе и-разрядного регистра сдвига и имеет период МЛ= =(2" — 1)Л, где Л вЂ” длительность элемента сигнала. Такой двоичный сигнал вместе с аддитивным гауссовым белым шумом, появляюшимся в процессе когерентной демодуляции радиосигнала, поступает на вход коррелятора, где он сравнивается со сдвинутыми во времени копиями' этой же псевдослучайной последовательности. Выходной сигнал коррелятора, изображенного на рис.
18.4, можно записать в виде /гбз(/ — т)1)ГР,з(/+т)+ и(/)~ =и [и(/+Л/2+т) — з(/ — Л/2+ + т) ~ 1 у' Р, з (/ + т) + и (/) )), (18.1! ) где бз('/) ' з (/+ Л/2) з (/ — Л/2) и Ре — мощность принимаемого сигнала. Функция бз напоминает выражение для производной :сигнала, используемой при вычислении взаимной корреляции сигвалов (18.1) [434е), г/и/г// = Вгп (з (/+ б) — з (/ — бЦ/2Л. а-о В самом деле, уменьшение сдвига во времени Л между двумя опорными последовательностями может еще увеличить коэффициент передачи петли, но также увеличить и пороговую чувствительность устройства.
/ Как показано ниже, выходной сигнал коррелятора (см. рис. 18.4) содержит низкочастотную спектральную компоненту, кото.рая обеспечивает точное слежение за временнйм положением сигнала в системе АПВ после ее вхождения в режим сннхронизма. Для подавления шума и других помех используется фильтр нижних частот. Этот фильтр включается последовательно с корреля.тором и обеспечивает заданную передаточную функцию замкнутой петли. В свою очередь, она определяется на основе предполагаемой динамики запаздывания сигнала. Поэтому выходной сигнал фильтра в петле является оценкой производной по времеви от запаздывания сигнала (пропорциональна радиальной скорости пеРемещения источника снгнала) н используется для соответствуюшего изменения тактовой частоты регистра сдвига с обратной связью, ' Известна и последовательная процедура определения корреляции принимаемого сигнала: сначала с сигналом з(1 — Ь/2+т), а затем с сигналом х(Г+ ,+Л/2+т).
При формировании разностного сигнала используются сдвинутые во времени выходные сигналы одного и того же коррелятора (п961, 485 Оценить величину запаздывания т можно путем сравнения моментов времени, когда регистры сдвига на передающей и на приемной сторонах оказываются в заданном состоянии, например когда все разряды нх оказываются в состоянии 1. Разность во времени между этими моментами времени и является оценкой запаздывания сигнала.
Если включить счетчик импульсов, который будет сбрасываться до нуля в начале каждого цикла, то подавая на него тактовые импульсы регистра, можно знать в любой момент число тактов от начала цикла. Таким образом, вычитая по цифре показания счетчиков тактовых импульсов в системе АПВ и регистра сдвига опорной последовательности, можно обеспечить непрерывный цифровой отсчет величины запаздывания сигнала. 18.3. УРАВНЕНИЯ СИСТЕМЫ АНВ Для анализа динамики системы АПВ запишем выходной сигнал корректора в виде йбг(Г+т) 17 Р,э(1+ г)+п(Г)1 =АР, [Од(з)+п,„,(А з)+пш(Г)/УР,1. (18.12) где е=т — т — погрешность оценки запаздывания. Составляющая этой величины неявно зависит от времени, а именно д)д (е) — характеристика дискриминатора с задержкой Л, представляющая собой усредненное во времени напряжение на выходе коррелятора при фиксированном значении з.
Эта составляющая отделена от собственного шума с1ютемы п„,(/, з). Нетрудно представить характеристику дискриминатора в виде Од (а) = Е (8 з (/+ т) з (/+ т)) = )г, (з — Л/2) — )г, (з + Л!2), (18. 13) где )г.(в) — корреляционная функция сигнала, а Š— оператор усреднения по ансамблю для последовательности 811) с произвольным временем начала отсчета. Если используется опорный сигнал э(/+Ь+т) — э(1 — Л+т) со сдвигом в 2Л, то соответствуюшая характеристика дискриминатора системы АПВ будет 1:1, (з) = Л. (в — Ь) — Р. (з+ А) (18.
14) Коэффициент передачи равен половине коэффициента передачи в петле при в=О. Как будет показано далее, максимальная скорость поиска в системе АПВ с шагом 2Л в 2 раза больше, чем в системе АПВ с шагом Л. Однако пороговое значение средне- квадратической погрешности оценки запаздывания уменьшается. Данный н некоторые другие виды опорных сигналов для системы АПВ рассматриваются подробно в 8 18.8. Двоичный сигнал имеет уровни з=-ь1. Корреляционная функция (175) и характеристика дискриминатора для последовательностей символов, формн- 486 Рис. И.о. Корреляционная функции сигнала )1, (р) (а) и характеристики дискриминаторов системы АПВ для двоичных последовательностей максимальной длины: для АПВ2Ь (0); для АПВА ('в) и для АПВ с дифференцированием опорного оигнала (!3.!О) (г) руемых регистром сдвига, приведены на рис.
18.5. Нетрудно заметить, что характеристика дискриминатора Р,а (е) линейна относительно значений е для )е~ (Л и равна нулю при 2Л( ~ в~ ((М вЂ” 2) Л. Поскольку сигнал а (!) является периодическим с периодом МЛ, то и характеристика дискриминатора Р,а (е) ймеет такую же периодичность. Составляющая собственного шума в выходном сигнале перемножителя коррелятора представляет собой разность между полным выходным сигналом и требуемым откликом Ра ь (в) и может быть выражена как пьат ((, е) = з (! + Л + т) а ((+ т) — э (( — Л + +т) э((+т) — Р д(е). (18.15) Чтобы определить влияние собственного шума на функционирование системы АПВ, необходимо найти энергетический спектр составляю- Й(ей и,„, (й и).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
