Вейцель В.А. Радиосистемы управления (2005) (1151989), страница 34
Текст из файла (страница 34)
После заполнения оперативного запоминающего устройства очереднон отсчет э»„записывают на место наиболее старого отсчета. Частоту синтевируемого опорного колебания з, меняют двскрегно после каждого считывания )»' отсчетов. С помощью перемножителя, усреднителя и вычислителя модула находят отсчеты амплитудно-частотного спектра Я(О) входного колебания на эквидистантных частотах в пределах анализируемого днапыона ЛР.
Существенное значение имеет алгоритм обработки жиге спектра. Простейший алгоритм ааключвется в сравнении отсчетов спектра Е(П) с пороговым уровнем Е „. При Я > Е СВС выдает решение «снгнал есть», поиск прекращают и замыкают контуры регулирования ССЗ и ССН„причем ССЗ с грабатывает аэдержку. начиная с той. при которой проююшло обнаружение сигнала, а в ССН выдают целеуказания по номеру опорной частоты в момеат обнаружения. Недостатком этого алгоритма является опасность «захвата» СВС за немаксимзльную гармонику, например эа дискретную состазляхзцую в спектре произведения принимаемого ПШС и «местной» ПСП при несовпадении более чем на т„их задержек. От укаэанного недостатка можно избавиться путем некоторого усложнения алгоритма обработки и увеличения времени поиска: в момент превышения порога вапоминать задержку и частоту опорных сигналов и величину 2 Э Я», однако поиск ие прекращать.
Если аатем новое значение Я окажется больше вапомненного, то зсе запомненные значения следует обновить н т. д., пока ве будет про»шен весь диапазон поиска по задержке. На рис. 3.19 это усложнение алгоритма поиска отображено блоком выбора максимума. Уточним расчет времени поиска сигнала СВС по схеме на рис. 3.19. Начнем с выбора числа синтеэирусмых опорных частот. Расстройка частоты сигнале относительно ближайшей опорной частоты* на Л(1, эквивалентна уменьшению амплятуды При этом расчете пад озорной частоюа повямаем частоту санте»стор», поделенную нэ коэффициент комаре«тзн /,//„, в х/ыа л раэ н мощности В х„= (х/эш х)э раз где х = О.ЙЛИ,Т,, Т»»» /ЭТ „,„— время накопления сигнала в усред.
при вычислении г (рис. 3.19). В наихудшем случае Л»О =- О.ббюм где Лю» — частотный сдвиг между соседними опорвычастотами. Если Ле»« = 2х/Т, то х« „, кэ/4 (= 3,9 дБ), при , = х/Т х, ч 0,9 дБ. Обычно можно считать, что прием- немое аначевие атих потерь абэспечизаетсн при Люг = х/T „, откуда число опорных частит М = 2хЛР/Лю, = 2ЛР 7 Ковечная скорость поиска по задержке также эквивалентна ньшевию жхцностн сигнала. Действительно, при изменеии разности запаздываний принимаемого ПШС и «местной» ПСП амплитуда гармонического сигнала на выходе полосового ильтра измензется в соответствии с корреляционной функций ПСП Е ('г), а его мощность — в соотэетогввн с ее квадратом.
наиболее неблагоприятном случае интервал накопления сига в усредвптеле соответствует т з (О, т») или т з ( — тп 0), где т« — иаменение задер»кки эа время «просмотра» всего частотого диапыона ЛР. В результате средняя мощность сигнала уменьшается (по сравнению с т = 0) в х — тэ /[) )((т)дт] э раз. « Подставив Е(т) .— 1 — т/т, получим х = (1 — т,/(2т,„)) э. (3.33) Задавшись допустимым значением х, с помощью (3.33) найдем /» = т /т,.
Теперь можно выполнить расчет Т „в следующем порядке. Задавшись Р«е Р „, ЛГ. Лт, т, С и вычислив х - хх х, подставив все эти величины в уравнение (3.30), заменив в вем Т „на Т и решив его, найдем Т . Частота двскреткэации / „= )«ЛР. где коэффициент запаса л Э 1 определяется типом и характером кван«звания, а также допустимым значением х. Число накапливаемых в усредвителе отсче' тов (и равная ему емкость оперативного ыпоминаэхцего устройства) /у = / Т»« . Задавшись быстродействием элементной базы, а следовательно, н значением / .
найдем время анализа спектра на одной опорной частоте: ЛТ, = )т//,„, далее время анализа всего частотного днапаасна ЛTч = МЛ7, 2ЛГТ „1»// и, наконец, Т» — — (Лт/тг)ЛТм 23»д, Лт(Я'Т„„„)э/ Значение порогового уровня Я по-прежнему определяется формулами (3.31) и (3.32). 176 177 3.6.2. Характеристики систем синхронизации и демодуляции Рассмотрим расчет двух основных систем фазовой синхро низации (СФС) — ФАП н ССЗ. ориентируясь на их современ.
ную, т. е. цифровую, реализацию [4). Прежде всего выберем порядок астатнэма. Если пределы изменения частоты входно го сигналя (несущей для ФАП, тактовой для ССЗ) превышают эквивалентную шумовую полосу Л/„то порядок зстатизмэ должен быть не ниэке второго. Рассматриваемые СФС яввявися нелинейными дискретными системами автоматического регулирования. Точный рас.
чст таких систем очень сложен. Проектирование обычно начинают с расчета наиболее простого, хстя н наименее точного квазнливейного квазинепрерывного варианта. Затем уточняют расчет с помшцыо имитационного моделировании на ЭВМ и далее с помощью макетных экспериментальных исследовений. Условием квазилинейности является относительная малость ошибки слежения: ориентировочно ф < к/б для ФАП н т < (о,б ...
1) т„для ССЗ. Условием квазинепрерывности нвляется малость эквивалентной шумовой полосы СФС Л~, по сравнению с величиной. обратной периоду регулщювания, в частности для аппаратно-программных СФС Л/, « 1/Т В квавилинейном и квззннепрерывном приближении передаточная функция разомкнутого контура СФС при астатиэме второго порядка имеет внд [4) Ф(р) = (й/р)[1 + 1/(РТ„)), где й и Т вЂ” коэффициент усиления контура и постоянная времени интегрирующей петли. При астатизме первого порядка 1/Т„= О.
С помощью (3.34) получаем следукнцее выражение эквивалентной шумовой полосы СФС: 4( И' )' Шумовая полоса Л/, определяет дисперсию ог = Л/,Сц флуктуацианной ошибки слежения 1 = ) — 1,, где 1, н й, — отслежинаемый параметр (Фаза н для ФАП или задержка т для ССЗ) на входе и на выходе СФС.
Эквивалентная флуктуапионнаи характеристика С„дискриминатора Стеб равна спектральной плотности флуктуаций на выходе дискриминатора иа нулевой частоте, пересчитанной на его вход, т. е. вход СФС (пересчет вакзючается в деле- на квадрат коэффициента передачи дискриминатора) [4). эический смысл такого пересчета заключается в замене диого шума, воздействующего на СФС, некоторым эквиитным гауссонским белым шумом со спектральяой плот- С,~, аддитивно суммируемым с отслеживаемым паром йг(г). Такой подход правомерен при вовдействни рокополосного по сравнению с Л/, входного шума. В растриваемом приближении СФС эквввалеитиа некоторому ейному фильтру с единичным коэффициентом передачи нулевой частоте.
Поэтому величина ь (Г) является гауской случайной со спектральной плотностью на нулевой сготе, равной баб форма этой спектральной плотности опреляегся квадратом амплитудно-частотной характеристики , а энергетическая пгнрина равна Л[к Для идеализироааных систем ФАП и ССЗ при отсутствии двоичных символов рмации имеем соответственно б =С /Р, ()', (3.85) =т т /(аь)), (3.36) где С„и Р, — спектральная плотность пгума и мощность сигнала иа входе приемной системы, г — длительность элемента СП, тс — длительность строев в опорном сигнале П'(1) (см.
.рис. 3. 17). Формулой (3.36) можно пользоваться, если тз больше длительности фронта элемента ПСП, который определяется полосой УПЧ. Считая длительностью переходного процесса 1 время, в течение которого первоннчэльнаа ошибка слежения уменыпа. ется не менее чем в 20 раз, имеем для линейной системы (2.6 ... 4)/Л/, при астатизме второго порядка, 0,78/Л/, при астатизме первого порядка. При нарушении условия кввзилинейиости, когда первоначальная ошибка слежения выходит за пределы линейного участка дискриминационной характеристики, время гт может увеличиться во много раз.
Передаточной Функции (3.34) соответствует следующее выражение установившейся динамической погрешности: х„м П + йТ )зх"/(16Л/зйТ„). (3.37) Аналиа выражения (3.37) показывает, что при Л/, - сопзз и йТ„= 1 (3.38) 178 179 имеем гп)п ) и, = Х",/(4Л/з), что обеспечивает минимальную ус тзвовнншуюся динамическую погрепшссть при Фиксирован.
ной Флуктуэциониой либо минимальную фзуктуацнонную пр~ Фиксированной установивпюйся динамической. Можно сказать, что условие (3.38) обеспечивает оптимальность параметров СФС в линейном режиме. Однако в излппейнолв режиме лучгпие характеристики СФС сказызахитя при лТ,=2. (3.38а) В ааэисимости от того, для какого режима (линейного нли нелинейного) эажнее обеспечить неилучпгле характеристики сиогемы, при ее проектировании стремятся кьшолннть одно иэ этих условий — (3.38) или (3.38а).
Для систем ФАП обычно предпочитают выполнение условия (З.ЗВа). В этом случае коэффициент усилении контура выбирается исходя из требуемой полосы Л/, по формтле З = ЗЛ/,/3. Отметим, что изменение амплитуды входного сигнала может привести к нарушению условий (3.38) и (3.38а) из-за аазисимости коэффициента передачи дискриминатора з' от ампэ литуды сигнала См так как л - Йдй„р, где Гг = сопз1 — коэффициент передачи линейной части замкнутой системы.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
