Вейцель В.А. Радиосистемы управления (2005) (1151989), страница 32
Текст из файла (страница 32)
При этом микроЭВМ определяет максимальное значение Яз величины Яз = Хэ+ Ул, сравнивает его с некоторым порогом Яэ и в случае Яз, л Яэ„р принимает решение о наличии сигнала, причем в качестве оценок его частоты и задержки выдает соответствующие параметры опорных колебаний, при которых Ял - Я~ . Этн оценки подают в ССН и в ССЗ дла ввода их в синхронизм.
Подобный последовательный поиск наиболее прост, так как не требует дополнительных аппаратных затрат, но и наиболее продолжителен. Для сокращения времени вхождения в связь используют последовательно-параллельный нлн параллельный поиск, осуществляемый специальными системами вхождения в свявь. Пареллельный поиск основан на одновременном аппаратном вычислении значений функции Яз(Г, т) во всем диапазоне неопределенности аргументов г н т с шагом соответственно (Т н т .
Зто обеспечивает минимум времени вхождения в эь, во приводит к максимальным аппаратным затратам. ри последовательно-параллельном поиске последовательный оиск осуществляегса по одному аргументу (например. по т), параллельный — по второму (по р). По времени вхождения связь и по аппаратным затратам зтсг поиск занимает про. уточное положение между последовательньпз н параллельным.
После выдачи целеуказвний по задержне и частоте функциональный алгоритм вхождения в связь отключают и вместо йего включают в работу функциональные алгоритмы двух некогерентных следящих систем: некогерентной ССЗ и ввкогентной ССН вЂ” системы частотной автоподстройки (ЧАП).
микроЭВМ запрограммированы по два функциональных элритма для каждой из этих систем: дискриминаторов, выраатывающих сигналы ошибки з„ссз, э„,кп на основе обработ'ки отсчетов (Х, У), (Х', У"), н цифровых фильтров, преобра"зующих сигналы ошибки л и л„соответственно в управляющие сигналы л ссг и з сон. г ссз г сон. Примером алгоритма некогереятного дискриминатора ССЗ являе'гся след)чопцлй: г, = ХХ'+ УУ'. (3.20) Анализ показывает, что математическое ожидание сигнала : ошибки лл в этом алгоритме при равенстве частот опорного колебания шл и входного сигнала юл не зависит от фазового сдвига и между ними, как н должно быть в строго некогереитных алгоритмах. Расстройка частот П =- ю, — юс приводит к умножению дискриминационной характеристики" на множитель '(ып х)~х, где х —. О,БПТ „.
Следовательно, для обеспечения работоспособности некогеревтнога алгоритма ССЗ необходимо обеспечить вьпюлнение условия ПТаж < 2х. Часто испольвуемый алгоритм дискриминатора сиогемы ЧАП имеет вид л„Щ = ХЩУ(Н вЂ” Ц вЂ” У(Н)Х(Н вЂ” 1). (3.21) Здесь Н вЂ” порядковый номер вводимых в микроЭВМ чисел. " Нзпсиивм, чю Лнскрвквлелнсэаой характеристикой л(ь) илзмвычся эазисвмссть математического ожидания выхаавсгс сигнала дискриминатора ст ошибки слежекхл Х. Длэ ССЗ 1 и т, для ЧАП 1 н П, 'дляФАП 1н<р.
166 167 Авалиа показывает, что ширина раскрыва дискриминациовиой характеристики алгоритма (3.21) до первых иудей:Ы()з, определяющая полосу захвата системы ЧАП, ориентировочно равна йх/Т . Эта величина определяет требования к точности целеуказзиий по частоте й при окончании режима вхождения в связь со стороны системы ЧАП. расстройка по вздержке т м 0 приводит к умиожеиию дискриминациояной характеристики ЧАП ка корреляциоииуто функцию ПСП й(т). Во избежавие существенного ухудшения условий работы системы ЧАП желательно выполвение условия ф < т,„/2, что и определяет требовавия со стороны ЧАП к точности целеукававий по задержке при окончании режима вхождения в связь.
Аналогичны требования к Ц и со егоровы ССЗ. Итак. система вхождения в связь должна обеспечить Ц <х/Т„, ]т~ < т /2. Теперь рассмотрим функциональные алгоритмы цифровых фильтров ССЗ. Для реализации астатизма второго порядка используют следующий алгоритм цифрового фильтра ССЗ: э зуссФ"] = эуггз[0]+ й~зэссз[З]+йэ Х здсш[1] (3.22) 1 ! где л, и й. — козффвциевты передачи по пропорциоиальной и интегрирухнцей пеглям.
При астатизме первого порядка йз — О. Систему ЧАП обычно делают с астатизмом первого порядка. При этом з„и[В] = з„сгя]О] т эчьп Х з„чш[(]. 1 После окончания переходных процессов в некогереитяых ССЗ и ССН для повышения точности слежения можно перейти к соответствующим когереитвым алгорктмам. Предварительно отметим, что любые иекогереитные алгоритмы. в том числе (3.20) и (3.21). остаются работоспособными и при наличии двоичных символов информации, ивверсио модулирующих радиосигнал, хотя статистические характеристики втих алга- ритмов различны при наличии или отсутствии двоичных символов. Другое дело когереитиые алгоритмы, чувствительные к фээе входного сигнала: они строятся по-разному в вависимости от наличия или отсутствия двоичной информации. При отсутствии двоичной ивформации мшкно использовать следующие когеревтные алгоритмы: для дискриминатора ССЗ г„- У', (3.23) , для дискриминатора ФАП 2 =Х.
(3.24) Наличие двоичной информации приводит к измевению ца тивоположиые знаков величин Х, У, Х', У' при изменении ачения символа р, поэтому алгоритмы (3.23) и (3.24) исльвовать нельзя, так как при равновероятных символах р- 21 в среднем 2з„оказывается равной нулю при любых ибках слежения по вазержне т и по фазе ф. Для восстаиовния работоспособности алгоритмов при формировании з„ ожио компенсировать влияние изменения знака р следуюм образом: для когерентного дискриминатора ССЗ з„= У'/У; для дискриминатора ФАП э„- агс(а (Х/У).
Алгоритм цифрового фильтра при реализации в системе АП астатизма второго порядка описывается выражением, алогичным (3. 22): у соя[В] зг м п[0] й~зх оси[В] йз У эд сов[1] ( ) (3.2ба) После окончании переходных процессов в когереитиых следящих системах переходят к выделению двоичиых символов инбюрмации и к измерениям текущих иавигациоиных параметров. Для выделеиия двоичной инФормации необходимо знать границы символов. Иногда оии совпедэют с границами ,слов ПСП, при этом символьная синхронизация ие требует специального алгоритме: она обеспечивается автоматически при вховшеиии в сиихронизм ССЗ. В другом случае длительность символа Т „в целое число рвэ ( больше периода ПСП Т „, причем гравицы символов совпадают с границами некоторых слов ПСП.
Половсим, что время накопления Т „выбраио равным Т .„. В этом случае символьная сивхронизация может быть реализовала в соответствии с методом максимального правдоподобия следующим образом. В микроЭВМ программируют 1 параллельно работающих каналов суммироваиия. В кшвдом канале суммируют 1 подряд идущих чисел У. Модуль полученной в течение Т „= (Т „суммы ааносят во вспомогательвый регистр, затем к ней прибавляют модуль полученной в течение следующего интервала длительностью 169 Т, суммы т чисел и т. д.
Каналы отличаются лишь сдвигом на Т „, 2Т„... (т — 1) 7 „границ интервалов суммирования длительностью Т . По прошествии некаторога числа суммирований (одинакового во всех каналах) выбирается канал с максимальной суммой модулей. Границы суммирования в этом кенеле и есть границы двоичных символов. Действительна, только в этом канале значения двоичных символов внутри интервалов суммирования длительностью Т,„„не меняются. После символьной синхронизации реализуют следующий алгоритм демодуляции символов: В т Р" = збп Х У[Ц. При этом отсчеты У[3] суммируют лишь внутри найденных границ двоичных символов, т.
е. при демодуляции программируют липть один извел суммирования, а не 1 каналов. как при синхронизации. Рассмотрим теперь реаливозанные в микроЭВМ алгоритмы измерения радиальной скорости В, аснтжанные на оценке даплеровскаго сдвига частоты йд = 2хр . Алгоритмы оценки частоты основаны на суммировании ущжвляющего кода г сстйВ]. Положим, что для любого В код э„сс Щ воздействует на СНЧ одно н то же время Т, = сонэ(. За ато время зз счет даплеровсного сдвига частотьь фала опорного калебаяия изменится на 2яЛУ,Т .зт сои[В], а аа время от начала меряаго интервала т = О до момента т = эТ„„„— ва АФз[з] =- 2тАУ Т „У, эт сот Щ. э-1 Оценку доплерозского сдвттга частоты при этом можно получить с помощью следующего алгоритма: Зшз(Т„) 2хЗУ з - э„ Пд - —" = — Х эт~ Щ, (3.27) Т„ В„ где В„=- Т„7Т.,; ҄— длительность мерного интервал».
Обратим внимание на нецикличность равности фаз АФе(т)т пределы ее изменения в отличие от циклических фаз не ограничены интервалом [О, 2я]. Отметим также. что хоти код этоса и определяет однозяачно частоту юз опорного колебания. которая с точностью до ошибки слежения па частоте соответствует частоте сигнала ю„однако г, в качестве оценки частоты непосредственно не используют, так как падобяая енка обладает слишком болыпой дисперсией из-за воздейстна систему ФАП шума и (т). Эта дисперсия уменыпается счет усреднеяия када з,з,Щ в алгоритме (3.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
