Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 84
Текст из файла (страница 84)
10.11, в изображена область, охватываемая реальной антенной с раскрывом И„. Она равна Л0 /с(„(заметим, что В /),). (Если запоминаются и обрабатываются все сигналы одной и той же цели 4 за время прохождения зоны, облучаемой реальной антенной, то эффективная длина синтезированной антенны = ЛВ/а„. 482 (10.2.12) Ооычно антенны РЛС имеют для направления максимума равномерное распределение фазы приходящего сигнала по апертуре, т. е. сфокусированы на бесконечность (дальнюю зону). Ширина их ДН оценивается в дальней зоне. Однако размеры синтезированной антенны настолько велики, что относительно них цели расположены в ближней зрне. Поэтому может потребоваться фокусировка.
Для этого когерентные сигналы, запоминаемые в элементах памяти, суммируются с дополнительными фазовыми сдвигами. Отсутствие коррекции фазы принимаемых сигналов ограничивает максимальную эффективную длину ситезируемой антенны.
Она определяется из условия полного нарушения синфазного суммирования, когда разность фаз по краям относительно центра антенны сдвигается на 90', т. е. соответствующая разность фаз расстояний не должна превышать Л/8. Из рис. 10.11, б следует (О + Л/8)з = =- (б,в / 2)' + 0', откуда, полагая Л / 1б «11, имеем д,ф — †)/Ж, т. е. при 0 = 100 км и Л = 3 см эффективная длина синтезированной антенны й,в — — 55 м. В нефокусированных антеннах из условия с(эв = 3/0Х получим согласно (!0.2.8) Например, для случая 0 = 100 км, )э = 3 см при д„= = 1 м эффективная длина синтезированной антенны р/,ф —— = 3км1 Так как по-прежнему фазовый сдвиг сигнала между элементами синтезированной антенны удваивается, то Ор „ф — — Л / арф — — э(,, / 20. (! 0.2.13) Наконец, линейная разрешающая способность в тангенциальном к лучу направлении б 1)а = 0 Орлаф = 0 )э / 2Нэф = Нл / 2 (10 2 !4) Таким образом, потенциальная разрешающая способность в тангенциальном направлении (при условии оптимальной обработки) не зависит от дальности н длины волны и определяется только половиной раскрыва обычной антенны, т.
е. очень велика. 3. Анализ синтезированной антенны на основе метода фильтрации доплеровских частот. Наряду с рассмотренным выше векторным суммированием колебаний возможен метод оптимальной обработки сигналов, основанный на фильтрации доплеровских частот. Эти методы эквивалентны. Доплеровский сдвиг частоты для цели Ц, показанной на рис. 10.11, в, 2%' / О т 2!Г Оэз (2 2/ Л 2 а время ее облучения Т„, = В О,,/%'. Для определения измерения доплеровского сдвига за время облучения достаточно определить его значение в точке Ц'. Получим 28Г Оэ,а Р„„ Х 2 Таким образом, изменение доплеровской частоты за время облучения точечной цели равно ЛР ж2 — — "= — Орли (10.2.!5) т. е. за время Тра имеет место частотная модуляция по линейному закону с девиацией ЛРд.
Например, прн Ю' = 300 м/с, Х = 3 см, О,л — — 3' и 0 = 100 км получим Т,р„= 17,5 са а ЛР„= 1050 Гц. Как известно из гл. 7, оптимальная обработка ЧМ импульса с помоп1ью оптимального фильтра обеспечивает 483 как сжатие импульса, так и максимальный выигрыш в отношении сигнал-шум. Коэффициент сжатия равен произведению длительности импульса на девиацию частоты, т.
е. в данном случае Т„а„ЬР„. Поэтому длительность сжатого импульса уменьшается от Т,э„до Т,а„/Т,э„ЬРх = = 1 / ЬР . Это соответствует линейной разрешающей способности 6Р, = (Р / ЬР„, откуда с помощью формул (10.2.1) и (10.2.15) получим 6О, = д„ / 2, т. е, уже знакомую формулу (10.2.14). Так как длительность сигнала Т,э, зависит от дальности, то соответственно должны изменяться параметры оптимального фильтра, что определяет сложность оптимальной обработки (фокусированиая антенна). Проще осуществить неоптимальную обработку (нефокусированиая антенна), когда используется не перестраиваемый фильтр, а частотный фильтр с полосой ЛРе. Этой полосе соответствует эффективная ширина луча, которая по аналогии с предыдущим 1формула (10.2.15), где й,л заменяется на О,е) равна О,е —— ЛЬРе / 2В'. (10.2,16) Длительность процесса, спектр которого ограничен полосой АРе, можно трактовать как эффективное время облучения Т„„,е, причем коэффициент пропорциональности зависит от частотной характеристики фильтров и уровней отсчета.
Примем Тоэп зф = 05/6Рф (10.2.!7) Так как, кроме того (по аналогии с (10.2.3)], Т„.„= 6„П/)Р, (10.2.18) то приравнивая правые части (10.2.17) и (10.2.18) и заменяя ЬР,е из (10.2.16), получаем й,е = УЛ/О /2, т. е. знакомую формулу (10.2.10) для нефокусированной антенны.
4. Выбор некоторых параметров РСА. Максимальная частота повторения импульсов, определяемая согласно условию однозначности измерения дальности (1.1.8) как Рэ,„= с/ (2/7,„+ сс„), может быть существенно повышена, если ограничить просматриваемый диапазон дальности узкой полосой обзора (рис. 10.8, а), т. е. интервалом времени 2 (О,„— О,„) / с + т„. При этом для обеспечения правильного времени режима работы антенного переключателя надо, чтобы прямой импульс попадал в наблюдаемую зону в момент «выхода» из нее отраженного сигнала наиболее удаленной цели (рис.
10.12), т. е. отноше4З4 НИЕ (Юмы /С вЂ” т„)! Тп „тв дОЛжНО бЫтЬ ЦЕЛЫМ ЧИСЛОМ. При этом Римах="1Лпв!и 1/(2(1зазаа ()м!а)/с+2тн). (10 2 10) На практике частота повторения выбирается меньше Рв ма„, например Рп = 0,75 Рп в1а„. Чтобы исключить наложение отраженных и прямых импульсов, целесообраз- Прим еием ееаа аера ааеа ела И 7С а нала у(рмаг-рами)/р Рис 10.1е.
К просматриваемому диапазону дальностей РСА но применить временное чередование излучения и приема (пачка импульсов общей длительностью меньше, чем 2Р „ / с, с соответствующей паузой). Что же касается отражений от земной поверхности непосредственно под летательным аппаратом, то они исключаются путем выбора формы 1т' диаграммы направленности антенны.
Рассмотрим теперь допустимое нижнее значение частоты повторения. Можно исходить из условия однозначности по азимуту. Для Р"с 1а 1з К в"водУ дозтого сдвиг по фазе между двумя последовательными импульсами, ини отраженными от одной и той же цели, ие должен превышать 2п. В противном случае возникает неопределенность по азимуту для двух целей, расположенных на одинаковом расстоянии от РЛС.
На рис. 10.13 показаны края диаграммы направленности антенны (в качестве которых можно, например, выбрать направления первых нулей) РЛС в плоскости наклонной дальности. Как видно, наклонная дальность равна где О, — ширина главного лепестка диаграммы по нулям при одностороннем распространении радиоволн (см, $ 10.2, п. 2); 1 — малый промежуток времени, отсчитываемый от 465 момента пролета точки, соответствующей 0 = В;, В' — путевая скорость носителя РЛС. После дифференцирования, учитывая, что В ж О, и ВО,/2 д, (Р/, уч.
Ю / й ж ЛП / Л/ ж 9700 / 2. Изменение фазы отраженных от цели импульсов на 2п соответствует изменению расстояния Л0 = Х / 2 и должно происходить в течение интервала времени, не меньшего, чем допустимый период повторения, т. е. й/ = Т Кроме того, О, / 2 ж О,л ж Х / й „, откуда Ри мы = Ю (Оо / 2) / Ь0 = Ж / (дл / 2) (10.2 20) Иначе говоря, для устранения неоднозначности по азимуту антенна РЛС должна излучить каждый последующий импульс прежде, чем летательный аппарат сместится в пространстве на половину размера апертуры антенны Ы„/2. Для улучшения качества радиолокационного изображения обычно выбирают Рп ж 1,25 Р„„„„.
Представляет методический интерес обоснование формулы (10.2.20) и с других точек зрения. Возможен подход, основанный на том, что частота повторения должна быть больше максимального доплеровского сдвига частоты отраженного сигнала. Очевидно, что сигналы, отраженные от целей, расположенных в боковом направлении под углом 90' к вектору скорости, имеют Рд — — О. Если же этот угол меньше 90', то доплеровский сдвиг добавляется к астоте сигнала, если же больше 90', то вычитается. При „= Р„(слепая скорость) нельзя отличить сигнал данной цели от приходящего с бокового направления. Для устранения неоднозначности следует брать Рн в1п Рп шах (см.
спектр последовательности импульсов движущейся цеДи на рис. 2.19). Так как з!и (Оэ / 2) ж О~ / 2 ж Х / д„, то имеет место та же формула (10.2.20). Можно также исходить из того обстоятельства, что число принимаемых отраженных импульсов должно быть не меньше числа разрешаемых элементов по азимуту. Фактически это сводится к тому, что для измерения параметров У, разрешаемых элементов надо иметь число импульсов по крайней мере й/ = Р„м Т,а, (где Т з.
— в данном случае время синтезирования). Число разрешаемых элементов равно числу элементов разрешения 60, синтезированной антенны, заполняющих облучаемую полосу, которую примем равной 9,,0,. Таким образом, й/, = О,л О, / Ю„ или с учетом Оэз = Х/д„и (10,2.14) /Уэ .= аз/сЯ 488 Так как Т,в„= д,ф / У, то пользуясь (10.2.12), получим Д/ = Р„„,~„Х/), / б„%'. Приравнивая /У = А/„вновь получим формулу (10.2.20) г „ы = 2Уг' / Н„. Для получения радиолокационного изображения с высоким разрешением посредством РСА требуется, чтобы отношение сигнал-шум было достаточно большим.
Воспользуемся уравнением дальности (6.1.8), разделив обе части на мощность шума в форме (4.2.24). Тогда отношение сигналшум при приеме одиночного импульса Р б4я~ 1 и Ь/( 7~ Ь/~р где Т, =- 290 К. В РСА в результате когерентного накопления вдоль синтезированной апертуры происходит выигрыш в отношении сигнал-шум в Т„„Р, раз, где Т,а„= б,э / й7. Кроме того, в РСА часто используется сжатие импульсов, что дает выигрыш, равный отношению длительностей несжатого зондирующего импульса т„и сжатого т, .
Таким образом, общий выигрыш р = тя Р я И,э / Ф' т, . Следует еще учесть, что А/„эт„„ж 1, Р„Р, т„= Р„, о„= отя 50, Я)„где ބ— разрешение по горизонтальной дальности (в радиальном направлении), а также то, что фокусированная синтезированная апертура согласно (10.2.9) равна И,э —— = /)Х /2511,.
После подстановки в (10.2.21) и сокращения получим (10.2.22) Рт 128яз Вз лдш та ю Отношение сигнал-шум на выходе РСА со сжатием импульсов пропорционально )~з, размеру элемента разрешения по горизонтальной дальности ЯР„ (так как рост Ю„ равносилен сужению полосы высокочастотных каскадов РСА), не зависит от размера элемента разрешения в тангенциальном направлении (так как для фокусированной синтезированной антенны 6В, = И„ / 2) и обратно пропорционально /)з и (р. Так как принимаемые сигналы во многом напоминают шумовой процесс, то РСА проектируются для обнаружения целей в присутствии шумов с высокой вероятностью обнаружения (например, 11 = 0,95).
5. Особенности обработки сигналов в РСА, Общий принцип преобразования сигналов в РСА сохраняется таким же, как это описано в 9 4.4, п. 1 для когерентных РЛС. При этом в системе с квадратурными каналами после детектирования 4зт сигнала промежуточный частоты с помощью фазовых де.
текторов, сдвинутых по фазе на 90, выделяются огибающие Хз(() =Х(1)созф(1); Х (1) = Х(Г)мпф((). В данном случае, как видно из рис. 10.13, ф (1) = 2п [21) (1) / ),! = (4и / Х) (У1) о~ + Ю' Г' — 0е). После разложения квадратного корня в ряд Е)е (1 + + )Р'з Гз/2Ва — Ю'4 Гз/8Я ...) н пРенебРежениЯ ДлЯ ма- лых перемещений Ж члена- дМ /( ми, более высокими, чем квадратичные (если они малы по сравеннию с ). /4, что соответствует сдвигу фаз 180'), получим (1) 2 )Рз (з (1) (10.2.23) Поэтому для малых перемещений, для которых на- правление на цель составляет с линией полета угол ж90', имеет место линейное изменение частоты оз (Г) = дф (1) ( Ш = = 4и Ж' Г/0а).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
