Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 138
Текст из файла (страница 138)
Вариантами реализации внешней когерентности с последующим использованием череспериодного вычитания являются: ° фазнрование когерентного гетероднна пассивной помехой; ° использование ограниченной помехи в качестве колебаний когерентного гетеродина; ° прямое детектирование сигнала с помехой. При использовании различных вариантов осуществления внешней когерентности встречаются трудности нз-за разброса скоростей пассивных отражателей н необходимости исключения компенсации полезного сигнала. Так, например, при фазнрованни от помехи вводилось запаздывание фазнровання, исключающее потерю полезного сигнала в отсутствие помехи.
Наилучший учет средней скорости отражателей обеспечивается в более сложных адаптивных устройствах (см. разд. 25). 19.4.7. Амплитудно-скоростная характеристика Это зависимость выходного напряжения систечы СДЦ ат радиаеьнай скорости движуигейсл нези. Для гребенчатых фильтров подавления внд амплитудно- скоростной характеристики повторяет внд амплнтудночастотной.
Частота Т выражается через разность радиальных скоростей ис — чт ср. Скорости исн се с п)о12Т = ис слеп, для которых амплитуды сигналов обращаются а нуль, называют слепыми скарастячи. Прн любой слепой скорости расстояние до цели изменяется за период следования Т на целое число п длин палувалн, суммарное же расстояние до цели н обратно — на целое число длин волн Хо, фаза колебаний фактически не меняется. В случае отражений от местных предметов (рнс. 19,15,б,г) значение чсо сг = О, а значение чсслеп =п2хл2Т.
19.4.8. Сокращение числа зон слепых скоростей Достигается„в частности, путем изменения интервалов между радионмпульсами, что ослабляет неоднозначность измерения н учета радиальной скорости. Пусть приняты неперекрывающиеся отражения в вице трех когерентных радноимпульсов. Составим„ как и в разд. 19.4.3, вторую конечную разность зе2 (г) = [и(г) — и(г — Т1 )] — [и(г — Т1 ) — и(г — Т2)]. Заменяя и(г) = е', Т= 2ч,йо, приходят к амплитудно- СКОРОСтНОй ХаРаКтЕРИСтИКЕ 1К2(ис)! = 1Зи2(Г)!и(Г)( ВИДа ~ Т~ (у з ~ )1 2е-)4яисТ1/Хо 1 14ягс(Т1+Т2)~20 ~ 2 Уг) нли Для Т11Т2 = бТ) эта характеристика показана на рис. 19.20,а (сплошная линия; штриховая линия относится к случаю постоянного интервала Т1 = Т2).
к ьо к5 О! ензт есм б) Рис. 19.20 300 Вид характеристики сохраняется, если интервалы Т1, Т2 меняются местами. Возможен гребенчатый фильтр подавления с переменными параметрами (интервалами Т1, Т2 > Т1)„работающий на промежуточной частоте. Он включает две одинаковые линии задержки, на время Т! каждая, и переключаемую (рис. 19.21,6) от периода к периоду линию на время Т2 — Т!. Равномерность ампличудно-скоростной характеристики улучшается при увеличении числа т н тщательном подборе интервалов Т, (/ = 1, 2, ..., т).
При достаточно больших т возможна известная хаотичность выбора Т,. 19.6. Общие особенности цифровой обработки Использованию цифровых методов обработки (см. рис. 19.1,а,б) способствуют; ° повышение точности выполнения операций и расширение динамического диапазона входных сигналов, существенное при работе в помеховых условиях; ° неограниченная длительность хранения оцифрованной информации; ° микроминиатюризация, повышение надежности и стандартизация производства цифровых элементов; ° возможность использования одних и тех же элементов прн смене условий, режимов, алгоритмов работы и зондирующих сигналов РЛС.
Широкополосность цифровой обработки лимитируется ограниченным быстродействием цифровых элементов, особенно аналого-цифровых преобразователей. Прогресс в этом направлении значителен и знаменуется продвижением в область гигабитовои и даже тераби- 9 12 товий техники (свыше 10 и 1О двоичных символов в секунду соответственно) и выше [8.45]. 19.6.1. Особенности цифровой обработки на еидеочастоте Структура цифровой обработки на видеочастоте. Ее входными элементами (рнс. 19.2!,а) обычно служат выходы трактов промежуточной (высокой) частоты ф, идущие от модулей антенной решетки или антенны в целом.
На рис. 19.21,а показан один такой выход. Информация переносится на видеочастоту в квадратурные подканалы. Для этого служат умножнтели (фазовые детекторы) с опорными колебаниями соз 2л7о/, з(л 2л/об получаемые от общего источника„и фильтры нижних частот с полосами пРопУсканиа 0 < Р < гтвх. дог(п в) Рнс. 19.21 Напряжения квадратурных подканалов ! Т(/) ! соз [аг8 У(г)] = Ке 1'(/), 1 1(/) ! ьбп [аг8 У(/)] = 1пз У(г) поступают на аналого-цифровые преоаразователи (АЦП), которые обеспечивают: ° дискретизацию временных аргументов принимаемых колебаний с шагом, меньшим 1/2ртхх1 ° дискретизацию уровней н знаков мгновенных значений, обычно с равномерным шагом: о /з = 2утах/2 где Š— число двоичных разрядов; ° цифровое кодирование уровней (разд.
19.1). Шумы дискретизации. Определяются отличием характеристики АЦП (рис. 19.21,6) от линейной. Шумы дискретизации пд(/) состоят из выбросов (рис. !9.21,в), близких к треугольным, с равномерным распределением мгновенных значений в интервале от -А/2 до А/2 и дисперсией Ь /!2, что ограничивает динамический диа- 2 пазов обработки. Наиболее жесткие требования к динамическому диапазону ставятся прн обнаружении сигналов на фоне помех, подлежащих компенсации с высокой степенью корреляции.
Вероятность ограничения помехи, выхода ее выбросов за пределы ~умах должна быть мала. При вероятности Р= — ]ехр(-о /2)аЪ=0,08 дис- 2/ х/2лл персия гауссовской помехи (рнс. 16.8,а) составляет (у~ х/и) =(у тхх /1,75) . 2 2 Потенциальный динамический диапазон по шумам дискретизации. Понимается как дапусти.иое превышение дисперсии каррвлираваннай помехи над дисперсией шума дискретизации. С учетом (19.13) потенциальный динамический диапазон составит 101одш ~'х ' н !0!од!0 2 =бЕ [дБ], (утвх /1.75) 2/ а /12 т.е, потенциально шесть децибел на двоичный разряд. На шумы дискретизации налагаются помехи приема, уровень которых зависит от коэффициента усиления предшествующих каскадов.
Последний выбирают так, чтобы их дисперсия была больше дисперсии шумов дискретизации и составляла 0,5...1 разряда дискретиза- ции, чтобы шумы дискретизации не сннзнлн чувстви- тельности приемника, а динамический диапазон по шу- мам дискретизации был использован рационально. В квадратурных схемах рис 19.12 существенно под- держивать, а иногда и корректировать идентичность и ортогональность квадратурных каналов. Эффект их ам- плитудно-фазового разбаланса может ограничить воз- растание динамического диапазона по шумам н гармо- никам с увеличением числа разрядов 2. 19.6.2.
Процедуры обработки высокой разрядности на еидеочастоте Строятся как аппроксимации алгоритмов аналоговой обработки. Для когерентных сигналов последние опре- деляются формулой (17.17). В скалярном случае и при- менительно к цифровой обработке на видеочастоте: У(/) = Ке У(/) + / 1ш Г(/), /2 (/) = Ке Ю*(/) ч / 1ш /1 (г), у(г) Я (/) = [Ке У(/) Ке К (г) — !пз У(/) 1ш /! (/)] ь ь /[Ке У(/) 1ш /2*(/) ь 1ш 1'(г) Ке /2 (/)] . 301 т, с сг = Х Ус/'и = Ус г/с . / (19.
16) где с', /с = 1„2, и — ! ж/с ~у/Ч/с / = ~! чту/с-т /=О »с (19.18) 302 Вычисление комплексного интегрального выражения (17.! 7) сводится к вычислению вещественных 1 Ке Ке — — У«) В (/) д/. 2 1!и 1ш Здесь / и к равны единице при реальном и двум при мнимом значении соответственно первого и второго сомножителя подынтегрального выражения. Из (17.17) и (19.14) следует ~с~=~я.я)' оыс/' = (19.15) В результате временной дискретизации (характерной как для цифровой, так и для дискретно-аналоговой обработки, см. разд. 19.1) интегралы (19.14) с точностью до множителя аппроксимируются выражениями У(//), = В (//), (19 17) У2/ (1ш /2/ Дискретизация по уровням временных отсчетов у/, П при большом их числе существенно не меняет результаты вычислений.
Структурная схема корреляционной обработки включает согласно (19.15) четыре цифровь!х коррелятора. Число их сокращается до двух, когда комплексная амплитуда весовой функции вещественна, например, при обнаружении сигнала, немодулированного по фазе или фазоманипулированного кодом О, к с малой доплеровской частотой.
В общем случае число корреляторов можно сократить до трех, видоизменяя процедуру вычислений. Пусть вводятся, например, суммарная и разностная корреляционные суммы ~2 и Рь. Значения у,/ и гд из (19.16) заменяются в них соответственно на суммарные н разностные уи ~ У2/ и си ь г2/. Сохраняется одна из введенных ранее корреляционных сумм с22. Входящие в правую часть (19.15) величины выражаются тогда только через три указанные корреляционные суммы: Ке2=(сл»сь)/2+2с22, 1гп2=(Гд — сь)/2. Квазилинейные аппроксимации цифрового детектировании. Вычисление (19.15), или С = чА + В Г 2 2 иногда упрощают, заменяя после двух вещественных отсчетов нелинейную операцию линейной: С=п,А!е/с!В! при)А(>ЦВ!.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
