Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 135
Текст из файла (страница 135)
Под ее воздействием в соединенных между собой электродах за счет обратного пьезоэлектрического эффекта наводятся ЭДС и создаются токи в выходной нагрузке. Е аынин ю в) а) Вы нвп янков г) Рнс. 19.3 Требуемую зависимость группового запаздывания от частоты обеспечивают, выбирая интервалы между электродами примерно по закону арифметической прогрессии. Импульсная характеристика фильтра соответствует возбуждению линии дельта-импульсом и частотной фильтрации выходного напряжения.
В отсутствие последней оиа имела бы вид набора дельта-импульсов. Последовательность любых видеоимпульсов с неизменным периодом То =!(!о сводится к наложению постоянной составляющей и гармоник частот п)!о (гп = 1, 2, ...). Последовательность же видеоимпульсов с указанными интервалами сводится к наложению близкой к постоянной составляющей и ряда ЛЧМ колебаний с изменением мгновенной частоты между п(авив и т~~ш. Балансное построение фильтра (рис. !9.3,а,б), при котором четные гармоники отсутствуют, облегчает выделение нужной нечетной гармоники.
Амплитудную модуляцию устраняют путем вариаций длины электродов (анадизации), их удлинения в местах разрежения отводов и укорочения в мвсгпах их сгущения. Последующей фильтрацией выделяют ЛЧМ колебание с нужным номером пь в частности ш = 1. Описанные фильтры имеют: ° длительности линейного участка дисперсионной характеристики от единиц до сотен микросекунд; ° полосы частот от единиц до сотен мегагерц; ° произведения и = тяА!'от десятков до тысячи (например, 50мкс х2 МГц). Скругление амплитудно-частотного спектра (весовое суммирование во времени).
Снижает уровень боковых лепестков сжатых радиоимпульсов (см. разд. 18). Обеспечивается, например, путем аподизации уменьшения длины электродов, формирующих крайние мгновенные частоты. Используют также каскадное построение входных и выходных электродов линии задержки.
Фильтры сжатия на поверхностных волнах отражательного типа. Содержат отражающие акустическую волну прорези, Последовательность интервалов между ними близка к арифметической прогрессии (рис. 19 3,в). Фильтры сжатия с естественной дисперсией на основе объемных волн в акустических волноводах. Обладают линейными участками дисперсии ггг(!) от десятых до десятков миллисекунд. Выполняются в виде металлических полосок (лент), толщина !г которых соизмерима с длиной акустической волны в металле. Входной и выходной пьезоэлементы (рис.
19.3,г) обеспечивают возбуждение и съем акустических волн, обычно продольных. Для снижения уровня паразитных отражений боковые торцы волновода покрывают поглотителем. Чтобы ослабить влияние нежелательных типов волн, используют частотную селекцию на его входе и выходе. Средняя частота линейного участка днсперсионной характеристикиЯ обратно пропорциональна толщине Ь.
Поэтому эти фильтры узкополосны. 19.2.2. Фильтрация пачачных и фаэоманипулированных сигналов Реализация этих видов фильтрации (см. разд. 16.3.4) связана с использованием многоотводных акустических приборов поверхностных и объемных волн (1.!4, 1.30, 1.57, 2.9-2.12, 2.35, 2.761. Отводы располагают обычно эквидистантно. Возможно использование электронных приборов с переносом зарядов или зарядовой связью, а также принципа рециркуляции (рис.
16.28). Фильтрация когерентных сигналов очень большой протяженности. Обеспечивается большим числом доплеровских фильтровых каналов. Часто выделяют общие элементов различньгх каналов с целью упрощения аппаратуры. Так, отдельные части сложного фазоманипулированного сигнала можно обрабатывать (рис.
19.4) в сформированных с помощью многоотводных линий задержки фильтровых элементах ФЭ, с сумматорами (! = 1, 2, ..., гп) и фазовращателями (не показаны). Выходные напряжения последних проходят через ноннусные линии задержки. В каналах суммирования ч„> 0 и ч„< 0 с помощью нониусных линий учитывается доплеровское растяжение (сжатие) сигнала, включая огибающую. ФЭ1 ФЭ ФЭ„, ч,<0 ч,-О У,. 0 Рнс. 19гя Фильтрация когерентных сигналов умеренной протяженности. Пренебрегая деформацией огибающей сигнала, в данном случае учитывают только доплеровское изменение его фазовой структуры. Нониусные линии (рис. 19.4) заменяют поэтому фазовращателями.
При отсутствии внутриимпульсной модуляции отпадает необходимость неодинаковой предварительной обработки элементов деформированного сигнала. Упрощенная схема обработки четырехимпульсной пачки после усилителя промежуточной частоты показана на рис. 19.5. Пояснены возможные расщепления по фазе в отводах линии задержки и результаты у!, уп, Я», 294 у!»у весового суммирования снимаемых с отводов напряжений у1, У2, Уз, Ув. Матричный сумматор этих напряжений на рисунке опушен, весовая обработка не предусмотрена. Запись операций на рис. 19.5 проведена в форме аналитических сигналов (см.
разд. 13.1) У» У»+У»+У»+У» ', уе =у, +уее ' Еу»е»'+у»е Уе:=У»+Уя +У»+Уже 'уи=у, +ге . "«у,е'+у,ез Рис. 19.5 Использование протяженных ЛЧМ сигналов. Является важным принципом упрощения обработки протяженных когерентных сигналов. Один и тот же фильтр может обрабатывать ЛЧМ сигналы с различными доплеровскими сдвигами частоты. Принципы устранения неопределенности дальность-скорость ЛЧМ сигналов обсуждались в разд. 18.4.4, ! 8.7.
19.3. Аналоговая согласованная корреляционно-фильтровая обработка когерентных сигналов на фоне белого шума Каррееяциониа-фильтровая обработка сигналов сочетает операции их корреляционной и фильтровой обработки. Рассчитана на упрощение операций обработки по сравнению и с корреляционной, и с фильтровой. Синтез карргляционио-фипьтравай обработли сигнатав связан с целенаправленным изменением математического представления весовой функции в выражениях (16.19),(!7.16), (!7.34), что изменяет алгоритм работы вычислительного устройства ВУ (рнс. 16.3).
Принципы аналоговой корреляционно-фильтровой обработки распространяются на цифра-аналоговую и цифровую корреляционно-фильтровую обработку. 19.3.1. Принцип еидеоимлульсного стробироеания Ожидаемую пачку радиоимпульсов х(г) задают произведением х(Г) = х1(Г) х2(Г). (!9.4) Функция х1(г) описывает неограниченную последовательность видеоимпульсов, функция хз(г) — протяженное колебание частоты 7о хч'~ Д-Д-Д вЂ” ь1- (рис. 19.6,а). Подставляя (19.4) в вы- "(')=х»!»!"'-"~..'51ь.ц~ у 89 ! ражение корреляционного ,<, интеграла (16.19), сводим его ' б) 4Н"е зв ~9 е вычисление к операциям: 1) стробирования прини- 1е маемого колебания (рис.
19.6,6) последовательностью Рис. 19.6 в идеоимпульсов х !(1) у(г)х (г) = у (г)' 2) корреляционной обработки полученного колебания у~(г) при упрощенном весовом множителе хз(г) ) У! (Г) х2 (Г) Й = г . (19.5) -»е Операции умножения и интегрирования (19.5) осуществляются фильтром с импульсной характеристикой о(г) = х2(го — !). В качестве такого фильтра можно использовать узкополосный колебательный контур с полосой пропускания П = 1/в«Т, обратно пропорциональной длительности пачки. Растягиваясь в узкополосном контуре, радиоимпульсы сигнала накладываются и когерентно суммируются (рис. 19.6,в).
Большое время накопления контура предотвращает затухание растянутых колебаний до окончания сигнала. Предфильтровое стробирование исключает накопление шумов в промежутках между импульсами. Обзор по доплеровским частотам (ио скорости). Реализуют путем параллельного вклточения настроенных на разные частоты узкополосных колебательных контуров с детекторами. В отличие от чисто корреляционного обнаружителя (разд. 16.2.1) накопление осуществляют на радио- (промежуточной), а не вндеочастоте, что позволяет различать знак доплеровских частот. Обзор по дальности и скорости.
Прн корреляционно-фильтровой обработке сигналов с неизвестной дальностью до цели, в отличие от фильтровой обработки, требуется просмотр дальности. Это приводит к двойной многоканальности обработки. Каналы, соответствующие мерам разрешающей способности по дальности, содержат набор узкополосных фильтров, перекрывающих диапазон доплеровских частот (рис. 19.7) Рне. 19.7 Выходные напряжения частотных подканалов каждого дальностного канала после некогерентного накопления (на рис. 19.7 не показано) подают на пороговые устройства с отсечкой по минимуму н сумматоры. Напряжения сумматоров подвергают повторному стробированию видеоимпульсами «дальности».
Исходная длительность отраженных радноимпульсов восстанавливается. Простробированные радиоимпульсы всех каналов объединяют в выходном сумматоре. Реализация многоканальных обнаружителей (рис. 19.7) облегчается при квазинепрерывном излучении и микроминиатюризации.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
