Шебшаевич В.С., Дмитриев П.П., Иванцевич Н.В. Сетевые спутниковые радионавигационные системы (2-е издание, 1993) (1141982), страница 29
Текст из файла (страница 29)
Структурные схемы дискриминаторов: о) фазового, б) фазоаого схемы фАП Костаса; в) частотного 128 Заменяя операцию дифференцирования квадратуриых составляюп)их по времени вычислением конечной разности выражениями !'(1) =~)(!) — )(! — 8))!8; д (!) =~Р(!) — д(! — 8))уй, (8.7) где 8 — временная задержка, получаем структурную схему частотного дискриминатора, представленную на рис. 8.6, в. Рассмотрение устройств оценки РНП завершим ознакомлением со структурными схемамн сглажнааюшей цепей для случаи, когда измеряемые РНП описыааются полнномами вида (7.5). Эти схемы синтезироааны методами теории оптимальной нелинейной фильтрации (153) (рис.
8.7, а) и теории Винера [128) Рис. 8.7 Структурные схемы сглажииаюших ценен: о) нелинейного хаазиоптимальаого физыра; б) фильтра с постоянными параметрами Таблица 8.! Передаточные функции э суммарная огпибка (динамическая и случайная) оценки измеряемого РНП олосв пропуска»и» шумов ЛЕ „= =л„п„ , и»чеиие и»- рачетр» П„ ( г»эгг) й»» 2+ 2» (. )™6, (.»":)'6, !2(„;»)2 ( — ") 1), 2 1,06О 2 1,66О г где й»1)» — шумовая полоса системы; д» вЂ” коэФфнциент пропорциональности (сч табл. 8 1); гыг-р-я производная измеряемого параметра. Можно показать, что для установившегося режима, используя некоторые приближения, структуру фильтра на рис 8.7, а можно преобразовать в структуру фильтра показанную на рис 8 7 б для 668 6, = Р Лтэ)2Р Л) (8.8') Р, — - мощность сигнала, Р„, — мощность шума, Л),э.
— ширина полосы пропускаиия приемника до дискриминатора. Общее выражение для передаточной функции второй структуры (рнс. 8.7, б) имеет вид » й й»+Р— +Р— + +Р й, л, '' й„ (8.9) Уиб »гг 2»г 2(г" П) 6,"" рХТ ( гм) д ( !»2) !30 й» й„ л,+р +, +..+,'- ° +, 2 и моделируется схемой. состоящей из ц кантурон. В табл.8.! коэффициенты д„вы. ражены через полосу пропускания системы Й„ Множитель Лагранжа 1 в случае оптииизаггии по критерию минииума средне- квадратической огнибки при нулевых значениях динамической ошибки от р первых членов ряда имеет вид (рис 87, б).
Выражения для коэффициентов усиления первой структуры (рнс 8.7, а) здесь не приводятси ввиду сложности их математической записи; и их можно найти в (!53). Выражения для передаточных функций второй структуры (рис. 8.7, б), оптимальных в смысле минимума суммы квадрата динамической ошибки и дисперсии шумовой ошибки, приведены в табл. 8.1, где 6, — параметрический шум, ко~орый имеет вил для ФАП 62 = Р») 2 Р,ЛБ» ., (в.в) Бе.
ЦИФРОВАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ УСТРОЯСТВ ПЕРВИЧНОЯ ОБРАБОТКИ При проектировании цифровых устройств широкополосных : сРМ радиоприемников ССРНС возникают три группы задач: принципы построения собственно цифровых приемников и алгорит; мы их работы, реализация приемников на элементной базе перспективных технологий и обеспечение необходимой помехоусгойивости. По принципам построения различают приемники аналоо-дискретные (цифровые), чисто цифровые на БИС и на микророцессорах. Наиболее перспективны два последних вида, Как 'правило, среди них рассматривают два варианта: самостоятельные цифровые устройства и дискретные приближения ана: логовых приемников — цифровые согласованные фильтры, цифро' вые корреляторы и цифровые следящие системы.
На практике , чаше всего применяют приемники на базе цифровых корреля. ' торов. Следует отметить, что цифровая обработка по сравнению с аналоговой обладает такими преимуществами, которые позволяют; проводить весьма сложные преобразования сигналов с помощью стандартных элементов и узлов; обеспечивать более высокую точность и стабильность обработки; осуществлять накопление информации за большие промежутки времени; передавать выходные сигналы в цифровом виде для дальнейшей обработки, которая, как правило, выполняется микропроцессорами и микроЭВМ.
5' 16! При этом аналоговые радиосигналы преобразуются в цифро- вые аналого-цифровыми преобразователями (АЦП), которые вы- полняют операции квантования сигнала (смеси сигнала и шума) как по амплитуде, так и по времени. В зависимости от места расположения АЦП различают цифровые следящие систе- мы двух подклассов; с АЦП до петли слежения и с АЦП внутри нее. При расположении АЦП внутри петли на входы дискримина- тора поступают аналоговая входная смесь и впало~оный выход- ной сигнал.
В этом случае следящая система является аналого- цифровой. Квантованию подвергается напряжение с выхода диск- риминатора. При многоуровневом квантовании сигнал ошибки з„(!) зависит как от рассогласования по измеряемому параметру, так и от амплитуды входной смеси. Фазовая манипуляция сигналов ССРНС позволяет избавиться от амплитудной зависи- мости путем применения жесткого ограничения входной смеси сигнала и шума.
Подобные устройства цифровой обработки сигна- лов НИСЗ применялись в АП на первом и втором этапах разверты- вания ССРНС «Навстар». При расположении АЦП до петли системы слежения на вход дискриминатора поступают цифровые отсчеты, предварительно образованные из входной смеси в фиксированные равноотстоя- » щие моменты времени.
Цифровой дискриминатор сравнивает эти отсчеты с цифровыми отсчетами выходного сигнала, полученными на эти же моменты времени. Если во всех точках петли слеже- ния циркулируют коды, систему считают полностью цифровой. По мере совершенствования технологии изготовления сверх- скоростных СБИС все более проявляется тенденция разработ- чиков к переходу на полностью цифровые системы, Пример реали- зации полностью цифровой АП рассматривается в гл. 9. Необходимо отметить, что поскольку в АП имеется несколько петель слежения, то можно так организовать первичную обработ- ку, чтобы адин и тот же АЦП находился вне петли слежения, например в ФАП, и внутри нее — в ССЗ, При построении цифровых систем существен выбор числа уров- ней квантования в АЦП. Теоретический анализ !170) показы- вает, что при невысоких требованиях к помехоустойчивости АП для упрощения можно применить бинарное квантование по амплитуде и фазе.
В этом случае при отсутствии мощных сину- соидальных помех потери в реальных схемах приближаются к теоретическому пределу — около 3 дБ. С увеличением уровня помех появляются интермодуляционные помехи, уровень которых приближается к уровню полезного сигнала при любых значе- ниях его фазы. Такой режим обладает малой помехоустойчи- востью. При росте числа уровней квантования характеристики цифровых устройств начинают резко улучшаться, приближаясь к впало~оным, ослабляются интермодуляционные помехи, а также 132 уменьшается подавление слабого сигнала сильными и слабого сигнала шумом.
При большом входном шуме, характерном для АП, многоуровневое квантование практически уменьшает только подавление слабого сигнала шумом. Наиболее эффективно 6 — 8 уровней квантования. Для обеспечения высокой помехоустой. чивости цифрового приемника с многоуровневым квантователем ' в случае переменных помех необходимо перед квантователем ' использовать специальную АРУ, которая поддерживает постоянным входной сигнал квантователя в пределах линейной части ее апертуры.
Представляется интересным рассмотреть методы цифровой об' работки радиосигналов ССРНС «Навстар» в типовом приемнике АП. Известны !167) три варианта формирования цифровых выбо„рок синфазной 7» и квадратурной 1,"»» составляющих. В первом варианте аналого-цифровое преобразование выполняется в квадратурных смесителях после переноса спектра на нулевую частоту, а цифровые выборки формируются путем аналого-цифрового преобразования амплитуды сигналов в точках 7 и Я (см. рис.
8.6). Во втором варианте цифровые выборки формируются АЦП из , амплитуды сигнала промежуточной частоты, причем интервал выборки представляет собой целое число периодов промежуточной частоты, а интервал между выборками 7» и 9» равен нечетному . числу четвертей периода промежуточной частоты. В третьем варианте формируются цифровые фазовые выборки сигнала промежуточной частоты, пропущенного через «жесткий» ограничитель по амплитуде.
Для АЦП фазы используется счетчик, показания которого считываются в момент пересечения нулевого уровня положительного полупериода сигнала промежуточной частоты. Из этого показания счетчика вычитается расчетное приращение значения фазы за период квантования, и в цифровом виде фазовая ошибка преобразуется в квадратурные составляющие, которые затем накапливаются в соответствии с выражениями 7» = Х соз( 0), (8.11) Я» = Х з!п(8). (8.1 2) Преимуществом первого варианта формирования сигналов !» и Г,'» является его простота, недостатком — необ "одимость относительно большого числа аналоговых компонентов при требовании балансировки сигналов 7» и Я» по фазе и амплитуде. Достоинство второго варианта формирования сигналов /» и , 9» состоит в меньшем, чем в первом варианте, числе аналоговых при 1,,7Л[«1, ~<<1, (8.15) е,=йг — (г„, м з!цп з'.» 1» (8.16) 135 компонентов схемотехники и в отсутствии требований к балансировке сигналов по фазе и амплитуде, а недостаток — в критичности к синхронизации.
Преимущество третьего варианта заключается в том, что отпадает необходимость в аналоговых компонентах схемы выработки сигналов (» и (7» и для реализации может быть использован микропроцессор. Недостаток состоит в том, что реализация варианта вызывает дополнительные потери более 1 дБ в отношении сигнал-»нум. Последующая обработка цифровых выборок !» и )',)» заключается в формировании сигналов ошибок следящих систем, выделении (демодуляции) символов информационного сообшения, оценок отношения сигнал-шум, которые выполняются, как правило, в ' микропроцессоре.
Сигнал ошибки системы ФАГ! вычисляется по формуле е. =!»()»= /гесозгр з!пгр-й'гр при гр«1. (8.13) Сигнал ошибки системы с!АГ! ег = 7» ~ О» — 7» Я», = )г[ соя[ 2л(,(й — 1) Т+ »Р~ з!п[2п[, йТ+ + ш) — соз( 2ч[, мТ + гр) з!п[ 2п[, (lг — 1) Т + ~~ [ — 71~ 2я(", Т (8.14) здесь [, — ошибка по частоте, Л) — ширина линейного участка дискриминациошшй характеристики ЧАП. Сигнал ошибки по задержке кода е, ССЗ с т-качанием вычисляется как разность значений функции взаимной корреляции принимаемого кода С/А или Р с опережающей и отстаюшей ПСП по формуле где /г»,=Я+О» значение функции взаимной корреляции с .опережающей (ранней) или отстаюшей (поздней) ПСП соответственно.
Это выражение, которое представляет собой оценку функ-. ции взаимной корреляции, используется для обнаружения сигнала и оценки отношения сигнал-шум. Выделение (демодуляцня) информационных символов производится по формуле где М равно числу выборок синфазной 7» составляющей на интер- вале времени, равном длительности бита передаваемой информа- ции. Следует отметить, что для замены сложных операций возведения в квадрат квадратурных составляющих и извлечения корня широко используются более простые операции суммирования модулей квадратур по алгоритмам, реализуюшим «модульный» принцип построения приемников радиосигналов [105[.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
