Шебшаевич В.С., Дмитриев П.П., Иванцевич Н.В. Сетевые спутниковые радионавигационные системы (2-е издание, 1993) (1141982), страница 30
Текст из файла (страница 30)
Дальнейшая обработка рассмотренных сигналов выполняется в цифровых фильтрах сглаживающих цепей, которые реализуются программно в микропроцессорах или встраиваемых микроЭВМ АП. Структуры цифровых фильтров могут определяться тремя методами; построением цифровых эквивалентов аналоговых прототипов (рассмотренных в $8.3), эвристически и статистическим синтезом после АЦП с использованием методов статистических решений, в частности, методов марковской теории оптимальной непрерывно-дискретной фильтрации [156[. В последнем случае уравнения непрерывной нелинейной фильтрации (7.17)— (7.18) видоизменяются на нх дискретные аналоги: х'(1!1) = х'(г!1,,) + А~ К(111,,), ( ~ ) и ~,, ! (8.17) К (г„г,) =- К (г,!г, ,) — К (1,11, ,) В " ' †' , ' ' [ К (Пг, ,), цх, цх, где х(г»11» ~) — экстраполированная на один шаг оценка вектора х(г,), для нахождения которой не используется результат последнего измерения; х"(1»11») — апостериорная оценка вектора х(1»), для нахождения которого используется результат последнего измерения; К(П!Г»-~) ..
корреляционная матрица опгибок оценки предыдущего шага; К(Г»11») — корреляционная матрица ошибок апостериорной оценки; А — матрица, зависящая от ошибок, производной сигнала и шумов;  — матрица, зависящая от производных сигнала, ошибок и шумов; т» — вектор сигнала ошибки, зависящий от оценки предыдущего шага. Несмотря на сложность этих рекуррентных выражений, они достаточно просто Реализуются программно. В заключение следует отметить, что программная реализация алгоритмов фильтрации открывает широкие возможности для использования в АП цифровых фильтров различных видов с разной формой структуры [169].
Например, интеграторы структуры на рис. 8.7 реализуются суммированием входной величины данного такта с задержанной на один такт суммой этих величин на предыдущих тактах. Для задержки используют хранение данных в ОЗУ. Вб. ОЦЕНКА ПОГРЕШНОСТЕЙ ИЗМЕРЕНИЙ РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ ПАРАМЕТРОВ Погрешности измерения квазидальности и радиальной квази- скорости обусловлены шумами приемника, динамикой движения объекта, погрешностями квантования задержки огибающей и фазы несущей, а также погрешностями вычислений при цифровой реализации алгоритмов слежения [186). Для упрощения и наглядности предположим, что задержка и фаза несущей отслеживаются системами 2-го порядка астатизма.
Тогда для оценки шумовой погрешности измерения квазидальности можно использовать выражение вида ,Г й,в„, й,в„„в,,П г (Р /ЛГ) (8.18) (8.19) е, = 1,12а/4Вгг ь где а — ускорение изменения квазидальности. На рис. 8.9 приве- дены зависимости нормированной суммарной среднеквадратичес- кой погрешности, вычисленной по формуле 2 г 2 Е е„ г — = — + —, л' л лт' г (8.20) от полосы пропускания ССЗ для различных отношений сигнал-шум Рс//г/о. 138 где а' — дисперсия шума измерения; Лт — длительность символа ПСП (кода Р или С/А), выраженная в метрах; Р,//2/о — отношение мощности сигнала к спектральной плотности шума размерности с ', В„с, — ширина полосы ССЗ; В„„— односторонняя ширина полосы УПЧ дискриминатора; /е~, йг — постоянные, зал висящие от выбранного технического решения ССЗ.
Для кодов, применяемых в системе «Навстар», длительность символа кода Р Лтл=29,32 м, кода С/А Лт,/ =293,2 м, для кода, применяемого в системе «Глонасс», ЛТ„,=587,! м. Для реализации дискриминатора когерентной ССЗ по схеме с двумя расстроенными по задержке каналами /г, =0,5, /22=0. При реализации дискриминатора по схеме с т-качанием в оценке отношения Р,/!и'о следует учитывать дополнительные потери от 3 до 6 дБ вследствие потерь мощности сигнала при разделении во времени слежения за ранним и поздним кодами.
В качестве примера на рис. 8.8 представлены зависимости от отношения Р,/Лв шумовой погрешности слежения за задержкой кода Р. Для ССЗ с астатизмом 2-го порядка динамическая погрешность слежения аа,м бб ьб бб уб в/л б,б аб аь аг /б б б ау а/ ааз абу / б б 7 Я уб б,,г» б,б бб бз 02 Рис.
8.9. Зависимость нормированной суммарной погрешности измерения квазидальности от ширины полосы пропускаиия ССЗ при Л=1/10,23 мкс, ускорении За 137 аг Гб Гб ба ба ба бб Погрешность квантования Ре///е ИЗМЕряЕМОй КВаЗИдаЛЬНОСтн ОПРи 8 8 Зависимос ь шу оной г еш РЕДЕЛЯЕтСЯ КВаитОМ ЗаДЕР1ККИ нос~и измерения квазидальности ССЗ исполнительного устройства кода Р от отношения Р;///гг ССЗ, КОтОрОЕ МОЖНО рЕаЛИЗО- л «о - й ссз с - - вать в виде динамического сии=!во "" вссз=),О кгн тезатора частоты. Цифровая реализация ССЗ позволяет получить очень малые размеры кванта, При выборе кванта задержки равным 1/64 от длительности элемента кода получим погрешности квантования (1О), равные 0,27 м для кода Р, 2,66 м для кода С/А и 5,3 м ддя кода системы «Глонасс».
При определении погрешностей квантования предполагается ах равномерное распределение на интервале квантования. Измерение квазискорости основано на измерении приращения дальности на несущей частоте. Для оценки шумовой погрешности измерения приращения дальности можно использовать выражение для дисперсии фазы схемы ФАП: Хгп ВФ 2 (8.2! ) (2л) Р,/812 где Š— длина волны несущей, ВФ.„— ширина полосы схемы ФАП. Погрешность измерения квазискорости как приращения фазы несущей за определенный интервал времени будет больше в )/2 раз. Если интервал времени, в течение которого измеряется приращение фазы несущей, принять равным ! с, то на частоте 1,5?5 ГГц ().=19 см) погрешность измерения квазискорости аа„,м е „=0,62 см/с.
Зависимость по[ грешности измерения приращения дальности от отношения Р,/)у'о представлена на рис. 8.10, :-Г-,— 1 Погрешность квантования ква+ ! зискорости можно определить че! рез погрешность квантования фав' ' -1 ' ~. зы схемы ФАП. При выборе кван- и „ та фазы, равном 1/64 от периода й „да;я несущей, получим погрешность квантования при измерении приРис. 8.!О. Зависимость шумовой пог. ращения дальности равнуго (1о) реш ности измерения приращения дальности на несущей от отношения При цифровой реализации ССЗ и ФАП источниками погрешностей вычислений являются: ограниченная разрядность процессора, математические аппроксимации и приближения, выполнение команд с задержкой. Эти погрешности оцениваются значениями менее 1 м для квазидальности и менее 1 см для квазискорости. га-г гво а!аз ааа-' авз вага в.й.
спосовы повышвния помвхохстопчивости дп Анализ помехоустойчивости АП показывает, что воздействию помех наиболее подвержены схемы слежения за несущей (ФАП и ЧАП), схема слежения за задержкой ФМ ПСП, схема поиска. В меныней степени помехи влияют на схему выделения служебной информации. Поэтому основное внимание следует уделять помехоустойчивости схем слежения за несущей и задержкой. Помехоустойчивость связана с такими характеристиками этих систем, как ширина шумовой полосы, отношение сигнал-помеха и погрешности слежения.
Очевидно, чем уже полоса, тем меньше и шумовая погрешность. Однако вследствие специфики ССРНС, заключающейся в большой динамике измеряемых навигационных параметров, с уменьшением полосы возрастают динамические погрешности. Поэтому при проектировании ищется компромисс между динамическими характеристиками и характеристиками помехоустойчивости. Основными методами повышения помехоустойчивости АП являются: уменьшение отношения помеха-сигнал применением пространственной селекции сигналов с помощью антенн с управляемой диаграммой направленности; уменьшение динамических воздействий для сужения полосы систем слежения путем использования данных о динамике движения объекта от датчиков, в частности инерциальных или других автономных систем навигации; применение адаптивной настройки контуров слежения; использование априорно известной служебной информации [186[.
'г 38 Охарактеризуем кратко указанные способы повышения помехоустойчивости. с' Антенны АП ССРНС должны обеспечить равномерное перекрытие верхней полусферы, так как спутники отслеживаются повсюду от горизонта до зенита. Для повышения помехозащищенности можно использовать два варианта исполнения антенн: с наведением узконаправленных лучей (луча) на спутники и с адаптивным наведением минимума диаграммы направленности на источник помехи. Для образования узких лучей в диапазоне 1,6 ГГц необходимы достаточно большие раскрывы антенной решетки, а поскольку положение лучей должно быть стабилизировано в пространстве, то управление антенной решеткой для объектов с высокой динамикой становится сложной задачей. Поэтому на практике применяют антенные решетки сравнительно малых размеров с адаптивным наведением миничума диаграммы направленности на помеху.
Так как уровень сигнала НИСЗ значительно ниже уровня собственных шумов приемника (до — 40 дБ в полосе частот, равной ширине спектра), то любой другой сигнал, превосходящий уровень шуча, является помехой, Поэтому в адаптивной антенной решетке выходные сигналы элементов антенны складываются так, чтобы минимизировать суммарную мощность помех на' входе. Это позволяет подавить сильную помеху до уровня теплового шума, т. е.
уменьшить отношение помеха-сигнал. Использование информации о скорости и ускорении движения объекта, получаемой от инерциальной навигационной системы ИНС и пересчитанной в скорость изменения задержки и доплеровского сдвига частоты, позволяет уменыпить ширину полосы схем слежения за задержкой и за несущей и тем самым повысить помехоустойчивость, снизив пороговые значения отношения сигнал-помеха. Эффективность этой процедуры во многом определяется качеством самой ИНС, характеризуемым значением К относительной погрешности ИНС.
В предположении пренебрежимой малости запаздывания данных от ИНС были рассчитаны зависимости ширины полосы В„ ССЗ и ФАП от относительной погрешности ИНС (рис. 8.1! ). Анализ показал, что при вводе скорости с относительной погрешностью К=О,ОО! ширину полосы ФАП можно уменьшить с 20 до 2 Гц, а ширину полосы ССЗ вЂ” с 1 до 0,03 Гц.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
