Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства (3-е издание, 2003) (1095866), страница 32
Текст из файла (страница 32)
Кроме тоге, выравнива- ф(му) л ние коэффициента усиления по диапазону большей»встык У сопроволщаегся заметным снижением абсолютного значения коэффициента усиления по мощности Кр по Р 321 ча е„,и,, «р сравнению с Кг(в,) и ввиду низких биполярных и ыдп-траввисторов 161 значений Кр транзисторов на высоких частотах оказывается недопустимо. В связи с этим в диапазонах УКВ и особенно СВЧ транзисторные генераторы с полосой до одной-двух октав обычно строят по квадратурной схеме (см. $ 3.8), в которой источник возбуждения (предыдущий каскад) эквивалентчн генератору У„с резистивным внутренним сопротивлением Я,(в) = солях По входу БТ в схеме с ОЭ илн ОБ и МДП-транзистор в схеме с ОИ представляют я виде последовательно включенных элементов 2, э, С„н г ., причем нх значения рассчитывают илн в большинстве случаев находят аплрокснмацией экспериментально снятой частотной зависимости Я „(в) транзистора в рабочем диапазоне частот при заданной номинальной мощности на выходе Р, „.
Одновременно рассчитывают или экспериментально снимают частотную зависимость коэффициента усиления по мощности Кг(в) транзистора и оценивают его снижение в заданном диапазоне частот, которое обычно составляет 3...6 дБ/охт. Входную цепь коррекции (см, рнс. 3.20,6) выполняют по схеме ФНЧ в виде двух или одной (в этом случае на рис. 3.20,6 отсутствуют С, и Ьэ) ' Г-цепочек, причем в индуктивности 2.ч учитывается 2.м,э.
Входная цепь обеспечивает трансформацию К (в) в сопротивление М„только на верхней рабочей частоте в„и поэтому вся мощносп от источника возбуждения поступает в транзистор. На частотах а к е, из-за рассогласования с генератором на транзистор поступает меньшая мощность, т. е. происходит компенсащия роста Кр транзистора по мере снижения рабочей частоты. Такая цепь коррекции может выполняться на полосу в одну-две октавы, обеспечивать трансформацию низкого входного сопротивления транзистора г„, = О,1..;1,0 Ом до Я, = 50 Ом н компенсировать снижение усиления транзистора от 3 до 6 дБ/окт без проигрыша в Кр на частоте в = в, (см. кривую 2 на рис 3.21). Часто при построении широкоднапазонной входной ЦС разделяют задачи трансформации сопротивлений и коррекции АЧХ.
Например, на рис. 3.20,а показана ЦС на полосу, равную октаве (К = 2). Правая часть ЦС в виде ФНЧ-трансформатора повышает входное сопротивление до Я з и одновременно компенсирует реактивную составляющую его входного сопротивления.
У ряда современных транзисторов эта часть цепи монтируется внутри корпуса прибора, поэтому транзистор может быть использован только в определенном диапазоне частот. Если трансформация (повышение) входного сопротивления оказывается недостаточной, то в сечении а — а может быть установлен дополнительный трансформатор. 162 Левая часть ЦС на рис. 3.20,е выравнивает АЧХ транзистора. Принцип ее работы состоит в следующем.
Электрическая длина обеих полосковых линий выбирается равной 1, = М2 при работе на верхней рабочей частоте ета. Одновременно волновые сопротивления линий У„, У,т и сопротивление резистора Ее выбираются определенным образом относительно Я и, В результате на частоте аа напряжения У, и ттт, действующие в точках 1 — 2, оказываются не только в фазе, но и равными по амплитуде. Поэтому ток через Е не протекмт, в нем не рассеивается мощность и вся мощносп.
от предыдущего каскада попадает в нагрузку й „т. По мере снижения частоты (а < ге,) появляется разность фаз между напряжениями У, и тут и через Ее будет протекать ток и рассеиваться мощность. Следовательно, в Я,„т поступит ~олько часть мощности, развиваемой предыдущим каскадом. При работе на частоте ет„, когда ~ь = И4, напряжения У, и хтт становятся противофазными, в Яе рассеивается наибольшая мощность, а в й поступает минимальная мощность.
Величина этого минцмума согласуется с увеличением коэффициента усиления транзистора по мере снижения частоты с ет, до ет„, составляющего 3...6 дБ/окт. Важно, что корректирующая цепь на рис. 3.20,а позволяет также реализовывать максимально возможный коэффициент усиления транзистора на верхней рабочей частоте. 3.5. ПЕПИ ПИТАНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ Рассмотрим особенности построения цепей питания вначале на примере ламповых, а затем, транзисторных генераторов.
На рис. 3.22 показаны два варианта построения цепей по постоянному току и по ВЧ на входе и выходе. Индуктивности блокировочных дросселей и емкости разделительных и блокировочных конденсаторов должны удовлетворять следующим требованиям: для входной цепи тна. 3.22. Схамм пнтаннл по постоянному току: а — лараалальлал; а — лослаклаатальаы 163 !ДеС~, <с ~ (в)!; сеул„, » ~~ (ез)(; УвСел, «Я." (то)!; (3.!2) для выходной цепи сеХ.~„з» Ц~~а(а)!; 1!вС з «Д (аЖ 1йвСенз «Кеха(н)!. (3 13) Кроме того, в схеме на рис.
3.22,б ЦС должны создавать малое (близкое к нулевому) сопротивление по постоянному току. При зтнх условиях от источника ВЧ сигнал полностью без потерь поступает на сетку лампы, а с анода лампы — в нагрузку. Через блокировочные дроссели проходят только постоанные составляющие токов сетки и анода. В схемах на рис. 3.22 трн ее злемента — лампа, нагрузка (или источник ВЧ сигнала), источник питания (илн смещения) — випочеиы либо параллельно, либо последовательно. В зависимости от способа включения различают схемы параллельного (рис. 3.22,а) нли последовательного (рис.
3.22,0) питания по входу н выходу. На рис. 3.23 представлена схема генератора на тетроде с параллельным питанием по входу и выходу. Входные и выходные цепи по ВЧ представлены в виде простейших ЬС-контуров с индуктивными связями с источником возбуждения и нагрузкой. В шйдной цепи дроссель 2члз включен параллельно контурной индуктивностн 2.а Чтобы он незначительно расстраивал ЬаСа-контур и через него протекала малая часть (менее 3...5 Ъ) контурного тока, индуктивность Е.да, выбирается в 20...30 раз больше Ь„т.
е. Ьао > (20...30)Е,. (3.14а) Рис. 3.23. Схема генератора на тетроде с нарвллельнмм питанием лелея сетки и анода 164 Однако, если добротность нагруженного анодного контура Д„= = Я /~К,ТС, оказывается выше 10...20, контурный ток в злементах 2., и С будет в 10...20 раз больше первой гармоники анодного тока и при выборе иидукгнвностн дросселя 2ч„з согласно (3.!4а) переменная составляющая тока дросселя становится соизмеримой с первой гармоникой тока анода.
В зтом случае накладывают более жесткие ограничения иа индуктивность дросселя 2чю. а2ч„з > (20.,30) и (3.146) Прн этом условии переменный ток в 2ч з будет составлять менее 3...5 % первой гармоники аиодного тока. В (3 !4) и далее в (3.! Я вЂ” (3.22) н — низшая несущая (средняя) частота передатчика. Чтобы переменная составлпощая тока дросселя замыкалась на корпус, ставят дополнительно блокировочиый конденсатор С~ и, кроме того, шунтируют измерительный прибор и источник питания блокировочными конденсаторамн Сс, и,Спи.
Дроссель 2,~м н конденсаторы Сам н Снв образуют Г-звено ФЙЧ, которос обеспечивает замыкание переменных токов всех гармойнк в пределах схемы одного каскада ГВВ и устраняет паразитные связи каскадов через общие цепи питания. Емкость конденсатора Сеы (или конденсаторов Сам и Свн) надо выбирать так, чтобы нх сопротивление было в 10...20 раз меньше внутреннего сопротивления источника питания Д (в). Практически задаются сопротивлением емкости в 50...200 раз меньше сопротивления дросселя 2 1!аС 5 (0,005...0,02)в2ч„г (3.15) Разделительный конденсатор С з предотвращает замыкание анодного питания на корпус через катушку индуктивности Ь„. Одновременно дяя переменной составляющей анодного тока сопротивление кондсиютора должно быть мало. Его величина выбирается из условия, чтобы падение напряжения переменной составляющей на нем' составило не белес 0,5...1 % от падения напряжения на нагрузке Я,м„т.
с. !!аС з ~ (0,005...0,01)К (3 16) Блокировочные злементы цепи первой сетки по аналогии с анодной выбирают с помощью следующих соотношений: индуктивность дросселя 2ч„3 ) (20...30)Е., (3.17а) а клн добротность нагруженного 2.,С;контура выше 10...20 — то из более жесткого условия а2. „~ (20...100)l!У „1; (3.176) 165 емкости разделительного и блокировочного конденсаторов еС, ~ (20...100)/! Т !; 1/аС ь (0,005...0,02)еь(ч„,. (3.!8) В(3.17) и (3.18) У = 6,„+)В„,— входная проводимость лампы; б,„= Ем/(/, и В = еС,„— ее резистивная (для схемы с ОК) и реактивная составляющие соответственно.
При выполнении (3.17) и (3.18) на блокировочном и разделительном конденсаторах падает 1...5 % напряжения (/м, а через блокировочный дроссель 2ч„, протекает!...5%входного тока. Основным преимуществом схемы параллельного питания является то, что контурные катушки индуктивностн »конденсаторы не находятся под напряжением анодного питания или напряжением смещения.
В более общем виде высокочастотные элементы цепей связи оказываются изолированы от цепей питания н смещения. Одним из недостатков является то, что входной и анодный ЬС-контуры шуитируются паразит- ными емкостями блокировочных дросселей» емкостями обкладок разделительных конденсаторов на корпус. Эти емкости уменьшают волновое сопротивление контура и увеличивают в нем потери.
Кроме того, в схемах параллельного питания требуются блокнровочные дроссели с заметно большей нндуктнвностью. В частности, при работе лампы без тока управляющей сетки на' низких частотах, когда б,„-+ О, В,„= сэр;,„-+ О, согласно (3.17б) потребуется Ьц„, -+ со. На рнс. 3.24 показана схема последовательного питания в цепи сетки н анода. Во входной цепи источник смещения, /.,С;контур и вход (сетка — катод) лампы, а в выходной цепи источник анодного питания, Ь,С,-контур и выход(анод — катод) лампы включены относительно друг друга последовательно. Потребуем, чтобы со»ротивленне блокировочиого конденсатора Се,ь в анодной цепи на частоте первой гармоники было в 20...100 раз меньше резонансногосопротивлення контура У (е) = Я .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
