Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 56
Текст из файла (страница 56)
2.9,4 отсутствует сопротивление й „, то в схемах рис. 3,28 и 3.30 исключают сопротивления йкор и й„эр. Аналогично как для биполярных транзисторов, такая цепь коррекции применяется на относительно низких частотах, когда Кр транзистора на / = /э достаточно велик и при включении цепи коррекции из-за потерь в гк р он остается не ниже порядка 10. Цепь коррекции рис. 3.28 применительно к МДП-транзисторам рассчитывают в следующем порядке. 1. Определяют по (2.2б) /эхаи гэхои и Сяхои. 2. Рассчитывают вспомогательные коэффициенты: ас = 28/.Сяхоит Ои; аг. = 2к/вбвхои/гв„ои.
3. Находят коэффициенты аа и ат.: при максимально гладкой АЧХ ,Г б [/ 1 — б' при равноколебательной АЧХ 18 и ас = 2 — — — б где значения и и «/«определяют по (3.21). Выбор вида и неравномерности АЧХ в полосе пропускания Б (или 4«а), а таКжЕ /я рэеч < /я ДИКТУЕТСЯ аиапОГИЧНЫМИ СООбРажЕНИЯМИ, КаК для биполярного транзистора — максимальным приближением ас и аг. к а~ и аб. Это позволит обойтись без включениЯ тк,р и тем самым не снижать коэффициент усиления по мощности.
4. В зависимости от соотношений между необходимыми коэффициентами ас, аг и ас, а~ включают те или иные корректирующие элементы. Если ас > ас, то определяют сопротивление т„,р = аС/2К/эСэ«ОИ вЂ” ГэхОИ И РаССЧИтЫВаЮт ДОПОЛНИтЕЛЬНЫй КОЭффнциент а~' — — 2к/эбэхои/(тэхаи + тк„р). Если аа < а', то опРеделают емкость С„„р — — Сэ«ОНСВ/(Сэхаи — СВ), где СВ = ас/2к/ягэхои.
Затем сравнивают аб с аб (или с а~'), и если аб > а~ (или > аб'), то кРоме сопРотивлениЯ тк,р (или емкости С р) включают индУктивность /хор — — а,(т Ои + тк р)/2к/ б Ои. Если же аб < а~ (или < ау*), то включают большее сопротивление г,р— = 2эг/эбэ«ОИ/аь — т, Ои и емкость Скор — Св«ОИСВ/(Ся«ОИ вЂ” СВ) ГДЕ СВ = аС/2ЭГ/э(т ОИ + тк,р). 5. По (3.22) рассчитывают значения резистора гп„р и ЬэярСееег элементов параллельного контура.
б, Входное сопротивление цепи коррекции йях = гэхои + гкор. 7. По (2.27), в котоРые вместо т ОИ, /э«О14 и Сэ«ОИ подставлЯют соответственно т„хои+гкор /эхои+бкор и СэхоиС«ор/(Сэхои+С р) определяют т,х и э х на частоте / = /. Если С ор отсутствует, то ОетаВЛЯЮт Сэ«ОИ. 8. Определяют модуль результирующего входного сопротивления ~г.,«у = ЯЗп«азы«) ....., .г =«.
(««,.„ щего действия глэр и блкрСляр-контура), 9. АМПЛИтуда ВХОДНОГО НаПряжЕНИя Уэх = 73(/я)[Яэх(/э)[ ГдЕ /3(/я) беРетсЯ из Расчета по (2.25) входной цепи тРанзистоРа на частоте / = Тв. 10. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада, Рэк = 0,5(/«,«,/йэхп. 11. Коэффициент усиления транзистора с учетом потерь во входной цепи коррекции рассчитывают по (2.20).
При практической реализации [.СК-элементов входной цепи коррекции на рис. 3.28 и 3.30 в случае МДП-транзистора отсутствуют резисторы й„„р и й„р. Поэтому в первую очередь надо обращать внимание на уменьшение индуктивностей выводов конденсатора С„,р и сопротивления т„,р (поскольку индуктивности выводов сопротивления тх,р и конденсатора Ск р можно всчитать в индуктивность /кор). При выборе резисторов тк р и т„р необходимо учитывать мощности, рассеиваемые в них.
В т,р рассеиваемая мощность максимальна на / = / и рассчитывается по (3.24) при замене /6(/э) на /3(/э). В сопротивлении гв р рассеиваемая мощность максимальна на / = /э и определяется по (3.25) при йпер —— О. 250 281 р Газаке«2ГЭВВ К„рттй«!„м 2вктк Рис. 3.31 С ростом частоты Г и при переходе к более мощным транзисторам все труднее практически реализовать корректирующие ГСЙ-элементы в схемах рис. 3.28 и 3.30, поскольку геометрические размеры этих элементов должны быть меньше, а рассеиваемая мощность в резисторах становится больше.
В первую очередь это касается биполярных транзисторов Большой мощности [Р1 ) 50 Вт), отличающихся очень низкими входными сопротивлениями. Практически цепи коррекции по этим схемам согласно [2.4, с 221-233] удается реализовать для биполярных транзисторов на частотах до 30...80 МГц, для МДП-транзисторов— на частотах до 100...200 МГц. При работе мощных биполярных транзисторов в режиме класса А в качестве цепей коррекции включают между выводами базы и коллектора Л,рб„р-цепочки [рис. 3.31,а). Оптимальные значения Йхд, и Ь„р обычно определяют с помощью расчетов на ЭВМ, используя эквивалентную схему транзистора на рис.
1.1,били более сложные модели транзисторов, из условия выравнивания АЧХ коэффициента усиления по мощности и приближения Яэ„[ь«) к резистивному и постоянному в рабочей полосе частот. Подобные цепи коррекции используются в двухтактных схемах [3.25]. Для транзисторов типа 2Т980А при работе в классе В в двухтактной схеме в диапазоне 1,5...30 МГц применяют схему рис. 3.31,6, которая одновременно выравнивает АЧХ и обеспечивает [Я, [ы)[, близкое к резистивному и постоянному по величине.
В случае МДП-транзисторов часто ограничиваются включением на его входе цепи [см. рис 3.26), только компенсирующей шунтирующее действие входной емкости. При этом межкаскадная [входная) цепь связи обеспечивает трансформацию нагрузочных сопротивлений и, если это необходимо, — коррекцию АЧХ данного транзистора. Рассмотрим особенности построения цепей коррекции АЧХ в диапазонах ОВЧ-УВЧ-СВЧ. Отличительной особенностью транзисторных ГВВ этих диапазонов являются относительно небольшие коэффициенты перекрытия по частоте [Ку ( 2...4) и Большие абсолютные перекрытия по частоте [десятки мегагерц — единицы гигагерц). Кроме того, в еще большеи степени стоит вопрос практическои реализации на этих частотах 1СК-элементов.
Общий подход к построению цепеи коррекции АЧХ дается в [1.44, с. 209-218]. Ниже рассматривается проектирование простейших схем. На частотах выше 50...100 МГц генераторы на биполярных и МДП-транзисл Я мгб торах обычно выполняют по квадратурной схеме [см ~ 22 рис 28) Преимуще- карре:к~и ства такого построения генераторов обсуждаются в [1 1] Квадратурный мост де- йкак« ления [рис. 3.32) относительно каждого из 2«ыЮ каккккк ~ж«Ы двух генераторов эквивалентен генератору '-э .ас-р дкаакаг Ц.
с резистивным внутренним сопротивле- кгЦ2 г ккркккга нием Й„, равным номинальному выходно- 0 г му сопротивлению моста Я [Г) = Й, ПостоЯнство амплитУды сГгЯ = сопзт в рабочей полосе частот должно обеспечиРис. 3.32 ваться соответствующим проектированием предыдущего каскада, нагрузкой для которого является входное сопротивление моста, равное Я, и[л) = Й = сопз1 при условии равенства входных сопротивлений Я, «[у) = В „«[Г) транзисторных генераторов, в общем случае комплексных [в том числе почти реактивных) и отличных от номинального сопротивления моста деления Й. В эквивалентной схеме биполярного транзистора с ОЭ на рис. 2.9,а на частотах 1 > 31«~И«гц«в можно опустить Й оя, т.е.
при построении входных цепей связи использовать схемы на рис. 2.9,6,в как для биполярных, так и МДП-транзисторов. Величины Ь „, С х, тэ„определяются расчетным путем [см. 3 2.3 и 2.4) либо соответствующей аппроксимацией экспериментально снятых зависимостей резистивной так[у') и реактивной к Я составляющих входного сопротивления л.'эх[1) транзисторов [1.44, с. 86] [последнее специфично для диапазонов ОВЧ-СВЧ). Отметим, что в биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОБ, из-за положительной обратной связи, обусловленной индуктивностью Ьв,может быть отрицательным т, Я 2.3).
В этом случае для получения устойчивого усиления следует последовательно с эмиттерным выводом включать дополнительный резистор Йд,„. При работе генератора от квадратурной мостовой схемы отпадает необходимость практического включения резистора Йд „, а при проектировании входной цепи [см. ниже) в расчетных формулах достаточно заменить тэх ( 0 на т'„= Йд«„. Аналогично расчетным путем или экспериментально определяется снижение коэффициента усиления по мощности транзистора в децибелах аэ х = 1018[КР[уд)/КР[У' )] пРи двУкРатном изменении частоты Ку = ГэЯ, = 2. Если Ку ф 2, то под знак логарифма необходимо ввести множитель 4/Кэ.
Поэтому в общем случае /' ~ 4 Кр[Г„)1 8 [Кэ К [У,)~ ' [3.27) Величина а„, обычно составляет 3...6 дб на октаву. Отметим, что согласно расчетам Кр по методикам, изложенным в 3 2.3 и 2.4, в 252 263' Дг 77 74 г„ Рис. 3.34 Рис. 3.33 ад гкк 7к рхо — 7 при ав>ау,. 2~/ (3.29) к'хор + 7кк аь — 237 в гвк Гк — 'от/~ вх. СкорСвк ас = 2х/ кор + ох а| = 2х/оС1гкх Рв = 2Р (1г/Кр(/ ) — 1/Кр(/ )). (3.31) 254 255 биполярном транзисторе с ОЭ (на частотах / ) 3/т/531зв) и в МДП- транзисторе с ОИ а„„равно 6 дБ на октаву. При выборе схемы входной цепи коррекции исходят в первую очередь из простоты ее реализации и возможности обеспечения согласования на верхней рабочей частоте без снижения коэффициента усиления по мощности.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
