Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 108
Текст из файла (страница 108)
3.2 и 7.36] приведены схемы двух каскадов лампового передатчика, лампа Н1 может раБотать в классе А или В. Для фильтра- ции гармоник (особенно при работе в классе В) служит контур СС1. Для лучшей фильтрации Ф = пЯр КПД контура выбирают сравнительно не- большим: <1 - 0,3...0,5. Согласование по напряжению производится с помощью делителя напряжения С2СЗ. При детальном расчете следует учесть, что параллельно СЗ включены Лд„„С х и Л,х Для возмож- ности устанавливать нужныи режим лампы Ч2 конденсатор С2 делают переменным (вакуумным).
Согласование по мощности достигается то- гда, когда сумма Р„+ Рб+ Рпх — мощности возбуждения лампы Ч2 (определяется из расчета режима этой лампы), мощности потерь в бал- ластном сопротивлении Рб = У, /2Лб и мощности потерь в колебатель- 2 ном контуре ГС1 — становится равна Р<иок, где Р<нок — мощность„ отдаваемая лампой ПОК. Аналогичные рассуждения можно сделать и для схемы, описанной в [1.1, рис. 7.36). В передатчиках с транзисторным радиотрактом и одной мощной лампой в ОК назначение цепи связи аналогично. В частности, в усили- теле рис.
6 5 фильтрация напряжения возбуждения выполняется непо- средственно в блоках Б1-Б4 с помощью трансформатора Т2. 4<90 При согласовании ПОК и ОК по напряжению необходимо учитывать коэффициенты трансформации схемы сложения мощностей. В частности, на рис. 6.5 представлена трехэтажная схема сложения пар транзисторов (трансформаторы ТЗ и др.), пар блоков (трансформаторы Т4, Т5) и двух групп по паре блоков (трансформатор Тб) с коэффициентом трансформации напряжения Кер — — 2з = 8.
Если амплитуда напряжения на коллекторной цепи транзистора ЧТ1 (и всех остальных) Ух, то напряжение возбуждения лампы Ч11 может быть равно 2зУх. При проектировании для каскада на ЧГ 1 определяются Уп и Ргы затем Ух = 17</К р и далее выбирается тип транзисторов ЧТ1, ЧТ2 и др. и напряжение коллекторного питания Е„. Здесь К р — коэффициент умножения напряжения в устройстве сложения мощности отдельных блоков. Согласование по мощности начинают с определения мощности, рассеиваемои на балластном сопротивлении.
О необходимости этого сопротивления см. выше, а также в [1.1 и 5.4). Примем коэффициент нелинейных искажений, вызванных наличием сеточных токов в лампе ЧТ1, Куз,, тогда по графикам рис. 3.2 в [5.4) определим необходимые потери в Ло и трансформаторах схемы сложения: Рг,,р —— Р„Р' . Мощность, пр' которую должен отдавать каждый -ранзистор в блоках, Р<' = Рб. р/7<7 р, где А<~р — число транзисторов в ПОК.
Пример. Из расчета каскада на Ч11 (ГУ104А) получено: юо = = [Ес[/~ хо<ах = 0 90' '< <цюьх = 31 Вт; Лх<п<п = 2,58 кОм. Если задать Еузх = — 50 дБ, то и = 64; Лг = 40,3 Ом; Рб р —— 2015 Вт; Р, = 252 Вт. В ламповых каскадах КВ передатчиков питание анодной цепи выс полняется по последовательной схеме, а сеточная цепь — по параллельной схеме. Выпрямители для напряжения смещения Е„напряжения питания экранной сетки и анода, как правило, снабжены стабилизаторами. Расчет элементов сеточной пенн (рис. 6.6). Напряжение выпрямителя смещения Е„я< (1,2...1,5)Е,; ток потенциометра К5 принимают равным 7б = (5...10)7,о,х.
Если напряжение на выходе трансформатора Тб Утб = Г/ы то принимают Сх — (20 ..50)Спх, если же <7,б ) с<п, то созДают Делитель напРЯжениЯ, пРи котоРом У, = ь<тбСпх/(Сп~+Со), и из этого уравнения определяют величину Со. Индуктивность дросселя Ех определяют из условия <опС, = (3...10)[Я х[, где ߄— входное сопротивление лампы ЧП, а величина блокировочного конденсатора С, = (5...10)/(о<за,). При отсутствии тока первой сетки вместо дросселя Е, можно поставить резистор Лб. Цепь экранирующеи сетки должна питаться от стабилизированного выпрямителя. Блокировочные элементы в цепи экранной сетки Сб —— = 200Спм, где для тетродов Спмх хх С„м дроссель Ехг = (3...
5)/о<~~Со. Колебательная система в анодной цепи лампы ОК должна обеспечивать необходимую фильтрацию Ф„,„б, согласование эквивалентного сопротивления нагрузки лампы Л и входного сопротивления фидера Лд. Методические указания к расчету ВКС имеются в [1.1, з 3.9) и в гл. 3 этой книги. Дроссель в анодной цепи Е выбирают по условию Еь пэ (8...10)7,, 491 Поскольку в современных передатчиках ламповые каскады выполняют по однотактной схеме, то выходное сопротивление ВКС принимают равнгим 50 Ом (согласуется с коаксиальным кабелем), а для подключения к симметричной антенне применяются симметрирующие трансформаторы Т7 (рис.
6.8). Для передатчиков мощностью до 50...80 кВт эти трансформаторы выполняют с ферритовым сердечником, при большей мощности — на отрезках коаксиальных линий. Выходные каскадь| транзисторных передатчиков с ОМ, построенных по методу раздельного усиления для диапазона 1...60 МГц, работают в ключевом режиме с коллекторной модуляцией напряжением огибающей. Нагрузка резистивная — в виде сопротивления на основнои частоте и в виде балластного сопротивления на гармониках.
Для разделения указанных составляющих применяют переключаемые пары фильтров НЧ и ВЧ. Методика расчета режимов транзисторов и схемы каскадов в ключевом режиме изложены в гл. 2. В каскадах применяются транзисторы БТ и ПТ. Выходные каскады маломощных транзисторных передатчиков на БТ и ПТ работают в недонапряженном режиме, при однотактных усилителях — в классе А, при двухтактных — в классах А или АВ. Схемы таких усилителей и методики расчета приведены в гл. 2.
6.7. Аналоговые и пифровые однонолосные модуляторы В современных возбудителях для передатчиков с ОМ колебания с однополоснои модуляцией получают транспонированием (переносом спектра) низкочастотного модулирующего колебания к рабочей частоте передатчика Для этой цели предложено большое количество методов, иэ которых в настоящее время используются следующие. Аналоговые модуляторы строятся по фильтровому и фаэофильтровому методам. В цифровых используются методы многофазнои модуляции или фазофильтровой модуляции.
Отметим, что методы получения однополосно-модулированных колебании [1.1, з 6.7] с использованием многофазной модуляции [1.1, з 6,7] базируются на генерировании двухполосных колебаний и взаимной компенсации верхней или нижней боковых полос в элементе суммирования вследствие того, что колебания компенсируемой полосы приходят по двум, трем или четырем цепям с взаимным сдвигом фаз на 90, 120 и 180'.
Аппаратурная реализация модуляторов с фазофильтровым методом получения ОМ колебаний с аналоговыми элементами почти не встречается в профессиональных устройствах из-за нестабильности показателей. Цифровая реализация этого метода позволяет получить высококачественные ОМ модуляторы. Поэтому цифровые модуляторы с использованием фазофильтрового метода находят широкое применение в системах радиосвязи, радиовещания и многоканальной связи с частотным разделением каналов в частности, в сотовых системах. Имеются сведения о применении цифро- гпа г вых однополосных модуляторов с применением меэ тода четырехфазной модуляции для радиовеща- Игя и тельных передатчиков [6.16] с высокими качественными показателями (степень подавления нежелательнои боковой полосы более 40 дБ) Ряс.
6.10 При разработке передатчиков с ОМ к модуляторам предъявляются следующие требования: 1) малый уровень нелинеиных комбинационных искажений (Ебуз = — 50...— 70 дБ); 2) низкий уровень шумов по отношению к полезному сигналу ( — 60... — 70 дБ); 3) малое затухание полезного сигнала и большое затухание остатка несущеи и второй боковой полосы (2...5 дБ и >45 дБ); 4) низкий уровень сигналов поднесущеи частоты от прямого прохождения; 5) стабильность характеристик модулятора в заданных пределах амплитуд, частот и температур; 6) высокая надежность работы модулятора.
Простейший однополосный модулятор (ОПМ) состоит из амплитудного модулятора 1 (рис. 6.10), генератора поднесущей частоты Еп ч 2 и полосового фильтра 3, пропускающего одну боковую полосу и подавляющего колебание поднесущей частоты и вторую боковую полосу. Амплитудные модуляторы для современных передатчиков с ОМ можно выполнять, используя аналоговые перемножители и балансные модуляторы в микросхемном исполнении или собирая балансные модуляторы из дискретных элементов, а также диодных или транзисторных сборок [4.11]. Перемножители и балансные модуляторы в виде микросхем (например, 140МА1, К747АМ1 (до 1 МГц), К2ЖА241 (10 110 МГц), КгжА242 (0,15...30 Мгц), 2ПСЗ51 (10...150 МГц), 2МПЗ51 (5О...
...200 кГц), 526ПС1, 525ПС1) миниатюрны, удобны для малогабаритнои аппаратуры, но, как правило, имеют сравнительно высокий уровень нелинеиных искажении [5.4]. Значительно лучшие показатели имеет перемножитель К525ПС2, работающии в диапазоне частот до 1 МГц. По своим показателям он пригоден для использования в модуляторе высококачественного ОПМ. Простеишие амплитудные модуляторы ОПМ [1.1, рис. 7.11,а,о; 3 25, рис. 1.61], а также модуляторы на полевых транзисторах используются очень редко в аппаратуре невысокого качества вследствие высокого уровня составляющей с частотой гху„,ч + 20 (рис. 6.11, кривая 1).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
