Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ (1988) (1095425), страница 65
Текст из файла (страница 65)
При сближении излучателей утверждение относительно КНД становится несправедливым и выигрыш в КНД сходит на нет прн а/х — +-О. Причиной снижения КНД является взаилгная связь излучателей, возрастающая прн их сближении и автоматически уменьшающая ток каждого отдельного элемента синфазиой антенной решетки при неизменной подводимой н излучаемой мощности. Взаимная связь излучателей решетки не позволяет трактовать их как независимые нагрузки.
Систему входов антенной Решетки адекватно описывает нормированная матрица сопротивлений Х, диагональные элементы которой являются собственными сопротивлениями излучателей, а внеднагональные элементы г представляют взаимные сопротивления. При проектировании антенных Решеток собственные и взаимные сопротивления определяют из элеьтроднпамических расчетов нли экспериментально.
Для простых п«=х«А+я«эгэ+" +х-)л+"-+ялл(к. Разделив нормированное напряжение й„на входной ток )„, найдем нормированное входное сопротивление излучателя с номером п в антенной решетке: х =и„(1„= ~Уз я„~() Я . (11.28) излучателей (например, полуволновых вибраторов) неплохое приближение обеспечивает метод наводимых ЭДС (см. З 9.5).
Используя формальное определение матрицы Х (см. формулу (3.8а)) и расписывая произведение строки с номером п на столбец амплитудно-фазового распределения тока по входам излучателей решетки, получаем Согласно (11.28) входное сопротивление излучателя является суммой его собственного сопротивления й„„н набора вносимых сопротивлений из других излучателей Прн синфазном и равноамплитудном возбуждении решетки входное сопротивление излучателя является суммой собственного и Ф вЂ” 1 взаимных сопротивлений. Если элементы решетки стягиваются один к другому, взаимные сопротивления приближаются к собственным н происходит рост входного сопротивления излучателя. Этот рост вызывает снижение входных токов (при постоянной подводимой мошностн) и приводит к уменьшению КНД решетки до КНД одного элемента (начальный участок графика КНД на рис.
11.17). При других значениях «1/Х и при изменяющихся амплитудно-фазовых распределениях поведение входного сопротивления в соответствии с формулой (11.28) может быть довольно причудливым н способно вызывать серьезные рассогласования входов до значений КСВ, равных 3 — 5 и более, При Ф-«-со и при отсутствии специальных мер по уменьшению взаимных сопротивлений эффект рассогласования для некоторых углов сканирования может вызывать даже полное отражение мошностн от входов излучателей (так называемые «нулевые провалыэ решетки при сканировании). Таким образом, рассогласование излучателей может ограничивать сектор сканирования решетки, и взаимосвязь элементов обязательно должна приниматься во внимание при расчете согласующих схем.
Взаимосвязь излучателей проявляется по-разному для центральных и краевых элементов решетки„т. е. входные сопротивления этих элементов не равны между собой и при сканировании изменяются неодинаково. Это приводит к искажению амплитуднофазового распределения возбуждения элементов решетки и к вытекаюшим отсюда нежелательным последствиям в виде ошибок положения луча, снижения коэффициента использования поверхности и возрастания боковых лепестков. й ы.в. входнля мощность и коэффиципнт усилпния лнткннои'ркшптки Полная входная мощность антенной решетки может быть найдена суммированием мощностей, поступающих на входы отдельных излучателей, и согласно (3.17) представляется в виде Ф л Р,„=(РК1) =ч) т г'„! г„, л-1 т .л (1! .29) где Й вЂ” вещественная часть матрицы сопротивлений Е, симметрической в силу условия взаимности.
На мощность влияют амплитудно-фазовое распределение возбуждения входов 1~ и вещественные составляющие собственных и взаимных сопротивлений (реактивные составляющие сопротивлений иа входную мощность не влия1от) . Выразим интенсивность излучения антенной решетки через параметры отдельных излучателей. Пусть элемент линейной антенной решеткь с номером л (см. рис. !1.1, а) характеризуется в соответствии с формулой (7.2ба) интенсивностью излучения Ю„Я, 6, ф)=г„~,' — """г'„(В, р)е' 'л"' — =)„)„(6, ) —, 4л где б. -- коэффициент усиления элемента; Г (О, ф) — нормированная ДН элемента в его собственной (местной) системе координат; г — положение центра элемента на оси г; множитель ехр (!Ва„сов 0) учитывает разность хода между центром элемента н началом общей системы координат решетки.
Сумма интенсивностей излучения всех элементов решетки в матричных обозначениях имеет вид ~У Я, 6, ф)=(1!(6„<р)) е — твлЯ, (11.30) где (! — матрица-строка амплитудно-фазового распределения возбуждения; 1(0, ф)) — матрица-столбец из ДН элементов решетки в общей системе координат. Коэффициент усиления решетки, по определению, представляет отношение модуля вектора Пойнтинга в дальней зоне к модулю вектора Пойнтинга идеальной . нзотропной антенны при одинаковых входных мощностях: бл= =!Вл!т4лКЧР,„. Подставляя сюда выражения (11.30) и (11.29), получаем общую формулу для коэффициента усиления антенной решетки с произвольными элементами Ол(В, ф)=4п ! (!Т(6, ф)) ! т/(1~1(!).
(11.3П При одинаковых элементах решетки формулу можно упростить за счет выделения общего множителя б~(0, ф) = !Г„(0, ф) !'бь Тогда выражение для коэффициента усиления принимает вид 0 (9, ~)=г 0 (6, е) 1 (1егг ме) 1 Ч( ГИ) где ехр (1рг сов О) » есть столбец фазовых множителей с разностями хода относительно выбранного направления наблюдения. При фазировании решетки в заданном направлении Оь фазы возбуждающих токов компенсируют запаздывание за счет разностей хода Ф = — рг,сов Вь и коэффициент усиления в максимуме ДН решетки При равноамплитудном возбуждении и невзаимодействующнх излучателях (К=В) числитель и знаменатель (11.32) легко вычисляются и коэффициент усиления решетки оказывается равным 6~(Во, Ч~)А', т. е.
в Ж раз больше коэффициента усиленна одного излучатели в направлении фазировэния решетки. Взаимодействие элементов может изменять этот результат как в сторону уменьшения, так и в сторону увеличения. Итак, для расчета коэффициента усиления антенных решеток из произвольных эгементов с помощью формулы (11.32) необходимо знать комплексные ДН элементов и вещественные части взаимных сопротивлений, причем эти данные могут быть получены как расчетным, так и экспериментальным путем. $11.9. Антенны БеГущей ВОлны Антенны бегущей волны реализуют режим осевого излучения и выполняются на основе замедляющих систем, способных поддерживать поверхностные волны. Возбуждение антенн бегущей волны осуществляется с одного конца, а режим бегущей волны обеспечивается надлежащим выбором параметров замедляющей системы и очень редко — применением согласующих нагрузок на противоположном конце.
Возбуждение само распространяется вдоль излучающей системы от одного конца к другому, и поэтому такие антенны часто называют также антеннами последовательного питания. С изменением частоты может изменяться фазовая скорость в замедляющей системе, а также эффективность действия и качество согласования возбудителя. Обычно антенны бегущей волны имеют рабочую полосу частот, измеряемую единицами процентов, и значительно реже — десятками процентов.
Уникальным свойством этих антенн являются малые размеры поперечного сечения излучающей системы. Это позволяет размещать невыступающие антенны бегущей волны на гладкой поверхности корпусов летающих объектов. Диэлектрические стержневые антенны применяются на частотах от 2 ГГц и выше. Онн представляют диэлектрические стержни 5 (ииогда тр, бки) круглого или прямоугольного поперечного сечения длиной несколько Х, возбуждаемые отрезком круглого или прямоугольно металлического волновода (рис. 11.16). В диэлектрическом сте жне используется низшая гибридная замедленная электромаги1(тная волна НЕы (см.
рнс. 1 10). Удобно трактовать кл5 а 7 к5 1 Ртсд рнс. 11ли. Днэлектрнческне стержне- рнс. 11.1э Коэффициент замедле- вые антенны: ннн волны т1Ен а — ынлаааанччсыаа: Л вЂ” аочаччсачя излучающую систему антенны как непрерывное распределение электРическнх токов полЯРизации Л' =)ы(а, — еа) Е, котоРые в основном являются поперечными н ориентированы параллельно возбуждающему вибратору 3 в волноводе. Распределение„амплитуд токов поляризации в направлении оси стержня в нулевом приближении можно считать постоянным, а распределение фаз.'токоа поляризации — изменяющимся линейно. Коэффициент замедления фазбвой скорости вдоль диэлектрического стержня круглого сечения определяется графиками, приведенными на рис.
11.19. Пользуясь этими графиками, можно выбрать такой диаметр стержня, которому соответствует оптимальный коэффициент замедления (11.9). При диэлектрической проницаемости стержня а=2 — 5 его диаметр обычно составляет (0,5 — 0,3) А. Для приближенного расчета ДН антенны может быть использована формула (1!.5), которая, однако, относится к антеннам с изотропнымн источниками и не учитывает направленность излучения отдельного элемента антенны. Также не учитывается и излучение, создаваемое волной токов поляризации, отраженной от конца стержня, Но поскольку фазовая скорость волны в антенне близка скорости света, коэффициент отражения от конца стержня невелик — около 0,15.
Поэтому излучением отраженной волны можно пренебречь. На рис. 11.20 приведены экспериментальные ДН антенны нз полистирола прямоугольного сечения размерами около Ц2Р,113 для трех различных длин: //Х=З; 6; 9. Там же указаны идмеренные значения КНД. Ширина главного лепестка антенны и КНД удовлетворительно согласуются с оценками ЛО= (107 — 61)'р ),//., й= ж (4,0 — 7,2)/./Х, однако уровень боковых лепестков велик. Отсутствие нулей излучения между лепестками объясняется1затуханием волны при распространении в диэлектрическом стерн(не.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
