Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы (4-е издание, 1986) (1095423), страница 53
Текст из файла (страница 53)
Рис. 8.!6. К выбору угла отсечки в умно- жителе частоты при различных коаффипи ентах ямкожения Рнс. 8.17. Напряжение на выходе умножителя частоты при недостаточно высокой лобротности резонансной пепи 1 Соответственно и внутреннее сопротивление электронного прибора, приведенное к используемой гармонике, Р; = й,.7а„(1-соз 8). (8,38) Умножение частоты широко применяется в радиопередающих устройствах с кварцевой стабилизацией частоты задающего генератора.
Частота этого генератора выбирается относительно невысокой, в 4 — 12 раз меньшей рабочей частоты передатчика, благодаря чему создаются благоприятные условия для использования пьезоэлектрического эффекта кварцевой пластинки. Умножение частоты осуществляется в последующих каскадах передатчика на малой мощности. Чаще всего применяется удвоение, реже утроение частоты в одном каскаде. Умножение частоты широко используется также в ряде измерительных устройств, когда требуется получить сетку частот, кратных какой-либо одной определенной частоте, рассматриваемой в качестве опорной. В подобных устройствах используется электронный прибор, работающий сочень малым углом отсечки.
Подавая на вход достаточно большое переменное напряжение (при большом смещении), можно получить ток в виде последовательности весьма острых импульсов. Такой ток богат гармониками, образующими очень широкий линейчатый спектр. При воздействии этого спектра на контур напряжение на последнем может сильно отличаться от синусоидального, так как в полосу прозрачности контура попадает ряд гармоник. В подобных случаях напряжение на контуре часто удобно определять исходя не из спектрального представления импульсного тока, а из рассмотрения свободных колебаний, возбуждаемых каждым из импульсов тока в отдельности (рис.
8.17). В промежутке Т между двуми импульсами тока амплитуда напряжения на контуре убывает по закону (/((1 = (у„е-"' =(7, е-'". "'~, где ы„— частота свободных колебаний в контуре; Я вЂ” добротность. Если к началу следующего импульса колебание, вызванное предыдугцим импульсом. не успевает полностью затухнуть, необходимо учитывать наложение свободных колебаний. При расчете и проектировании умножителя частоты приходится учитывать деформацию импульсов тока, обусловленную нелинейностью внутренних сопротивлений усилительного прибора.
Эта деформация проявляется в приборах полупроводникового типа. Умножение частоты возможно также и с помощью реактивных нелинейных элементов. например варакторов. Этот вопрос рассматривается в ~ 8.15. 8.?. АМПЛИТУДНОЕ ОГРАНИЧЕНИЕ В радиотехнике часто возникает необходимость устранить нежелательные изменения амплитуды высокочастотного колебания, возникающие из-за накладки помех на радиосигнал, при передаче частотно-модулированных колебаний через избирательные цепи и т, д. Для этого широко используются амплитудные ограничители, представляющие собой сочетание нелинейного элемента и избирательной нагрузки.
Вольт-амперная характеристика нелинейного элемента должна иметь четко выраженную горизонтальную часть, а полоса пропускания избирательной цепи должна быть не шире той, которая требуется для передачи информации, содержащейся в частоте (или фазе) ограничиваемого колебания. В качестве амплитудного ограничителя может быть использован, в частности, обычный нелинейный резонансный усилитель, рассмотренный в ч 8,5, в режиме работы, показанном на рис 8.18, 235 Пусть к ограничителю подводится кол~банно нида е (С)=Е(С) соэ (оэа(+0 (С)(, (8.39! причем изменение огибающей Е (С) является нежелательным, паразитным фактором.
Если это изменение не выходит за пределы горизонтального участка характеристики 1 = — 1 (и), как это показано на рис. 8.(8, то импульсы тока имеют одинаковую амплитуду, независимо от Е (С). Несколько изменяется лишь ширина вершины импульсов, Поэтому можно в первом приближении считать, что амплитуда первой гармоники, а следовательно, и амплитуда напряжения на колебательном контуре являются в некотором интервале изменения амплитуды Е (С) постоякньглгп величинами. Характеристику ограничителя с избирательной нагрузкой, обеспечивающей отфильтровывание высших гармоник, можно представить в виде, изображенном на рис.
8.(9, Через Ен, обозначено пороговое значение амплитуды входного напряжения, начиная с которого обеспечивается полное ограничение на уровне (уа. При Е (С) ) Ен„ амплитуда на выходе почти не изменяется. Фаза же первой гармоники тока и соответственно выходного напряжения совпадает с фазой напряжения на входе ограничителя. Поэтому для выходного напряжения можно написать следующее выражение: и, „ (С) (С соа (ота С + О (С)!. (8.40! Амплитуда выходного напряжения (Са определяется паране|рами нелинейного элемента и избирательной нагрузки, Для схемы, изображенной на рис.
8.!5, б, (Са =1,7,яр, где 1, — - амплитуда первой гармоники, определяемая с учетом уплощения вершины импульса. а Лая, — эквивалентное резонансное сопротивление контура. Для ряда практических задач особый интерес представляет воздействие на амплитудный ограничитель двух сигналов с близкими частотами. Пусть, например, определяемое выражением (8.39) напряжение г (С) яв. ляется суммой двух гармонических колебаний: е (С) = Е, соз со,С + Еа соз готС, Е. ( Еы (8.4!) Каждое из этих напряжений, действуя отдельно, создает на выходе ограничителя простое гармоническое колебание с частотой ы, (илн гоа) и с Рнс.
к.!8. Режим работы ограннчнтеля аынлнттлы Рнс, к.!9. Хараа|ернсгняа ре чонансного ограничителя е®сон(отрт+ ОЫР, нар Рис, 8.20. Бигармоничесхое напряжение на входе амплитудного ограничителя амплитудой Уе. Иная картина получается при одновременном воздействии на ограничитель двух гармонических напряжений. Для определения напряжения на выходе ограничителя входное колебание необходимо привести к виду выражения (8.39). Для этого обозначим Й = соя — го, и сделаем в (8.41) следующую подстановку: соз соя! = соз (го, + !а) ! = соз аа! соз ех,! — з!и (аг з!и ох,!.
Тогда е (т) = Ет сов охх ! + Е, (соз а)! сов н, ! — з! п Ы з! и го, !) = (Е, + + Е, соз Й() соз гпт / — Е, з!и !аг з!п ы, !. а (() = )I (Е, + Ея соз Ф)я + Ея з! пя а!! соз [ы, ! + 0 (!) [ = Е (!) сов [гя, ! + 4- 0 (г)], (8.42) где огибающая результирующего напряжения Е (!) определяется выражением Е!!) ==Е,) ! +(2ЕяуЕ,) созй(+(Етую (8,48) а фаза (ЕауЕ,) а!и !7! 0 (!) =- агс[и 1+(ЕяуЕд соа йг (8.44) Суммарное напряжение на входе ограничителя показано на рис.
8,20, а векторная диаграмма напряжений — на рис. 8.2! . Огибающая Е (() имеет максимальное значение, равное Е, + Е, (при соз Йт = 1), и минимальное, равное Е, — Е, (при соз а)г = — !). Допустим, что Е, — Е,) Еп,„, так что условие ограничения выполняется для всех значений, которые может принимать амплитуда входного напряжения Е (!) (см. рис.
8.20). Тогда напряжение на выходе по аналогии с (8АО) можно записать в виде (8.45) мам„(Г) = У, СОЗ [СО, (+ 0 (!!). Получается фазомодулированное колебание, которое в отличие от входного напряжения е (!) может иметь широкий спектр. 237 Рассматривая множители при соз гя,( и з!п гв,! как медленно меняющиеся функции времени (поскольку Й (( гвт), представим последнее выражение в несколько иной форме а 2»»г ага ыг «аа о» Рис, 8.22.
Спектры колебаний на вхо- де н выходе резонансного ограничи- теля при бигармоническом иозаейст- вин Рнс. 8.2П К определению параметров колебания на выходе амплитудного ограничителя Для определения амплитуд отдельных составляющих этого спектра можно воспользоваться теорией частотно-модулированных колебаний, изложенной в гл. 3. Не приводя здесь подробного анализа, облегчаем задачу, допустив, что Е,(( Ез. При этом выражение (8.44) упрощается: 0(Г) ж агс1д~ — э(п ЙГ) — з!и Й!, /Е« . 1 Е, ~ Е, ) Е, напряжение на выходе и,„„(/) = (/а соя(го» /+ т з(п ЙГ). (8.46) Здесь использовано обозначение (8.47) т ~ Ея/Ех(< 1 288 которое подчеркивает, что отношение амплитуд Е,/Е, имеет в данном случае смысл индекса фазовой модуляции (см.
2 3.4). Выражение (8.46) полностью совпадает с (3.25'), из чего следует, что спектр выходного напряжения при Е,/Е, ~( 1 состоит из трех составляющих с частотами го„юг + 11 = гиз и ю, — 12 = 2от, — юа (см. рис. 3.!5, а). Первые две частоты присутствуют на входе ограничителя, а третья (2«и,— в гоз) является продуктом взаимодействия входных колебаний в нелинейном элементе. Соотношение спектров на входе и выходе ограничителя при Е,/Е,<( 1 показано на рис. 8,22 (без учета знака минус перед спектральной составлягощей 2гог — гнз).
Частота 2«о, — отз является «зеркальной» по отношению к частоте гяе. Колебания с частотами от, -ь «1 представляют собой помеху на выходе ограничителя, а колебание с частотой от, — полезный сигнал. Суммарная аге /~о1 мощность помехи 2 — ( —,) те(/'/4, а полезного сигнала Уса/2, следовательно, отношение сигнал-помеха равно 2/т'. На входе ограничителя аналогичное отношение равно 1/т'. Таким образом, слабое колебание подавляется более сильным. В заключение следует отметить, что приведенные выше рассуждения справедливы и для юз ( го,; необходимо лишь на рис.
8.22 поменять местами зеркальные частоты. 8.8. НЕЛИНЕЙНАЯ ЦЕПЬ С ФИЛЬТРАЦИЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА (ВЫПРЯМЛЕНИЕ) Рассмотрим нелинейную цепь, изображенную на рис. 8.23. К последовательному соединению нелинейного элемента )гЕ) (диода) с простейшим )тС- фильтром приложена гармоническая ЭДС е (1) = Е созсоа г; требуется найти токи в ветвях и напряжение иаы, на выходе схемы (в стационарном режиме). Такая задача характерна для однополупериодного выпрямления переменного тока, амплитудного детектирования (в отсутствие модуляции) и многих других радиотехнических процессов. Напряжение на выходе и„„я (~) представляет собой пульсирующую около среднего значения (Уа кривую (рис. 8.24, а). Это напряжение является отрицательным по отношению к диоду.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
