Фомин Н.Н., Буга Н.Н., Головин О.В. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н.Фомина (2007) (1095358), страница 31
Текст из файла (страница 31)
В (4.4!) 7„= Е„)'„ в соответствии с теоремой об эквивалентном генераторе; ń— ЭДС источника сигнала. Найдем коэффипиент передачи напряжения ПЭ К,= ~/„,Л/,. Для этого подставим в первое выражение (4.39) уравнение нагрузки (4.42): -Хс,и„„= Уз,и - У„и.„. (4.43) Отсюда для неинвертируюшего ПЧ (4.44) Кп = (7ср '('с = ХзЛХсс+ Хзз) = Х2~~Хн з Здесь Усз = )'с, + )'н = Ус ж т. Ус ч- 1'и — эквивалентнаЯ пРоводимость выходного контура.
Аналогично для инвертирующего Пс! Кс=- У„и,'~Сиса„- У,з)) =Х.,~Х;. (4.45) Используя вторые уравнения (4.39) и (4.40), можно определить входную проводимость ПЭ в точках 1-1 (см. рис. 4.28). С учетом (4.44) и (4.45) для неинвертирующего ПЧ Преобразователи частоты и параметрические усилители гбг Х„= У(/, = Хи+ Х„(/в,/(/, = Хи -Х„У г/У,г, (4.4б) для инвертирующего ПЧ Хвв Хг1 г Хг2У2>/Хэ2. (4.47) Выходную проводимость ПЭ в точках 2 — 2 найдем из первого уравнения (4.39): У~и„1 /У, — ~уз+ «гг'/ /Ц„.
(4.48) Здесь с/,/(/„=К,ср — коэффициент передачи ПЭ при обратном преобразовании. Для его определения подставим во второе выра- жение (4.39) уравнение (4.41): т,е,У,- У. и = У, и -~Хгг(/., или, иначе лггЕ„1'„= У г(/. + Хг>У.~ (4.49) где У,г = Ут+ У,г = У„г+ т, У,+ Хг, эквивалентная проводимость 2 входного контура. При рассмотрении обратного преобразования полагаем Е, = О, поэтому из (4.49) (4.50) К.„= (/,/(/„, =- Х,г/Уи. Подставляя (4.50) в (4.48), получаем для неинвертирующего ПЧ «ве» Х22 Х~эУэг/Хэг. (4.51) Аналогично из (4.40) для инвертирующего ПЧ Х Х22 + Хг2у" г/у г.
(4.52) Хи Хп — Хг Уг г э2 У,г лг, Е„1'„ У,г 0 = — тгЕ„1;Угр Отсюда (/вр = — т, Е„у, У„/(У„У2 — Хг>Х>г). Общий или сквозной коэффициент передачи напряжения диодного ПЧ (см. рис. 4.28) найдем как К= (1„/Е„, где (/в= лггс/,р. Для определения 1 „р решим систему уравнений (4.39) или (4.40) с учетом (4.41) и (4.42). Воспользуемся выражениями (4.43) и (4.49): На основании формулы Крамера найдем (/„= Лг/Л, где Л— определитель системы (4.53); Л вЂ” определитель, получающийся из выра>кения для Л заменой второго столбца правой частью (4.53), т.е.
свободными членами; ГПЛВА4 162 Общий коэффициент передачи напряжения К = гпз((п!Е, = — пцпг Уз|У„((У„Р,г — У~гУгг). (4.54) Это общее выражение позволяет рассчитать АЧХ и ФЧХ диодного ПЧ. Диод ПЧ используется в одном из следующих режимов: напряжение гетеродина изменяется преимущественно в области прямого тока. В ПЧ применяется диод с малой емкостью.
В этом случае главную роль играет нелинейная резистивность диода. Такой ПЧ называется резггсгггиепым; используется закрытый переход диода. В ПЧ применяется диод со сравнительно большой нелинейной емкостью, т.е. варикап. При этом резистивность проявляется слабо. Такой ПЧ называется емкостпым. 4.8. РЕЗИСТИВНЫЙ ДИОДНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Применим общую теорию к случаю резистивного ПЧ. Пренебрег.ая емкостями, из (4.38) получаем параметры Уг1= Угг= 6', гог У, =- Уг, = 6„р. Подставим их в (4.54) и найдем модуль резонансного коэффициента передачи напряжения: К, = и,гпг6„6„!(6н 6,з — 6„' ), (4.55) где 6„= бг~ ь 6' ~-Р т,6„; 6,г = 6„г+ бг"г+ т;6„— эквивалентные резонансные проводимости соответственно входного и выходного контуров. Из (4.55) видно, что Кр двояко зависит от и, и т„поэтому есть оптимальные значения этих коэффициентов, при которых будет максимум К„.
Исследуем К, на экстремум в упрощенном случае, когда могггно пренебречь собственными резонансными проводимостями контуров 6„, и 6еь что соответствует действительности. В этом случае гп,тг6„,6„ (6'"г - пг, 6,) (6ел -' гп,6„) — 6,'р Обозначив и,,/6 = х, н и. Я = хг, приведем это выражение к виду "" )( 6р (6'~г+ х, )(6~~г + хгз ) — 6„ Поскольку К„одинаково зависит от х, и х,, максимум К„имеет место при т, = хг = х, поэтому КО 6пг х (4.5б) Преобразователи частоты и параметрические усилители 163 Решая уравнение г(К,Их = О, находим х„„=' 6' ' — 6„, = 2 д <ар следовательно, т>,м=х,! /6, = /6,'6,; тл>„к,=х>! /6к = >о>> Величина 6, = 6~ > — 6~„называется хпрпктеристической провод>слоев>ь>о диодного ПЧ. Она играет ту же роль, что и характеристическая проводимость обычного линейного четырехполюсника (6, =,)'Ст„,бк к ).
При оптимальных п>, и >и> из (4.56) следует 6„ где )х„о= 6„,/6~". Коэффициентом передпти мопр>ости назовем отношение мощности, выделяемой в нагрузке (Ра= 6„6к), к номинальной мощности не~очипка сигнала (Рт „,„= Е',6„!4). К = Р„УР„к„= 46,',6„ДЕ,'6,) = 4К,'6„!6„. (4.58) С учетом (4.57) из (4.58) получим (4.59) При экспоненциачьной аппроксимации ВАХ диода в рабочей области !х„= l~(Ь!7„)7А(Ь!/,). !'еально у современных резистивных диодных ПЧ Ке= = 0,2...0,4. Для сравнения у современных транзисторных СВЧ смесителей значение Ке практически совпадает с Ке в усилительном режиме и составляет 8...! О дБ, а иногда и более.
По уровню интермодуляционных искажений третьего порядка диодные смесители значительно уступают транзисторным. Выходная мощность насыщения у транзисторных смесителей на порядок больше, чем у диодных, следовательно, ДД у них практически на порядок шире. Несмотря на это, диодные ПЧ СВЧ находят широкое применение. В ПЧ используют точечные диоды, образованные контактом металл-полупроводник, диоды с барьером Шотки (ДБШ), образованным напылением металла на полупроводник, ТД и обращенные диоды. Преобразователь на ТД может иметь коэффициент передачи К„> ! вследствие отрицательной проводимости диода в зоне гуппельного эффекта, но для него характерны малая стабильность ГЛДВД4 164 мп, / тр г тр ис ипр тр, :~~~'рр Ар Рис.
4>29 параметров преобразования и склонность к самовозбуждению. По шумовым характеристикам прсобразователи на ТД уступают транзисторным. В сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн часто используют балансныс ПЧ ~3, 4, 6]. Это объясняется их способносзью ослаблять п>умы гетеродина. Балансный ПЧ представляет собой соединение двух небалансных.
На рис. 4.29 приведено два варианта схем балансных ПЧ: с двухтактным включением фильтра промежуточной частоты (рис. 4.29, а) и однотактным (рис. 4.29, б). В первом случае напряжение гетеродина действует на диоды ЧР, и >>Р> с одинаковой фазой, а напряжение сигнала через трансформатор Тр, — с противополо>кными фазами. Токи промежуточной частоты в цепях диодов противофазны. В первичной обмотке трансформатора Тр эти токи влекут встречно и выходное напряжение определяется их суммарным дсйствисм. Составляющие токов с частотой гетеродина в половинах обмоток входного и выходного трансформаторов противоположны и взаимно компенсируются, поэтому напряясения гетеродина и шумов гетеродина не проникают во входную и выходную цепи балансного преобразователя.
Изготовление и настройка точно сбалансированного смесителя с двухтактной цепью промежуточной частоты вызывает определенные трудности. Практически более удобно однотактное включение ФПЧ, как показано на рис. 4.29, б. В этой схеме напря>кения принимаемого сигнала и гетеродина действуют в диагоналях моста, образованного половинами вторичной обмотки трансформатора Тр, и диодами ЧР, и '1У,. Составляющие токов >', и >>, создаваемые напряжением гетеродина, замыкаются через диоды, не ответвляясь в диагональную цепь, в которую включены входной и выходной контуры. Поэтому, как и в предыдущем случае, колебания от гетеродина не проникают во входную и выходную цепи. 165 Преобразователи частоты и параметрические усилители Напря>кение преобразуемого сигнала подается на диоды Ч0, и ЧГ)2 в одинаковой фазе, а напря>кение гетеродина противофазно.
Компоненты токов 2", и 2", промежуточной частоты, вызванные действием сигнала, замыкаются через первичную обмотку трансформатора Тр,, протекая встречно, и создают на выходе напряжение проме>куточной частоты, пропорциональное их сумме. Дальнейшее улучшение параметров диодных Г1Ч достигается в двойных балансных или кольцевых схемах, в которых реализуется баланс как по сигналу, так и по гетеродинному колебанию. Их преимущества по сравнению с балансными: меньшее содержание гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектре, более широкий динамический диапазон входных сигналов.
большая максимально допустимая мощность, менее жесткие требования к напряжению пробоя диодов, более широкая полоса пропускания. 4.9. ЕМКОСТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ (ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ УСИЛИТЕЛЬ) В преобразователе, схема которого приведена на рис. 4.24, б, применяется диод с большой нелинейной емкостью, т.е.
варикап. Отрицательным напряжением Е на аноде диод закрыт. В этом случае, пренебрегая активными проводимостями, из (4.38) получаем параметры преобразования: 1 >! = 10>сСО' У12 = 10>сСРР' (4.60) У1 )О> РС Р~ 222 )О> РСО Согласно (4.46) с учетом (4.60) для неинвертирующего ПЧ входная проводимость ПЭ в точках 1 — 1 (см. рис. 4.28) Хвс =)0>сСО+ 0>со>прСнр ()нв Ч )0>прСО). (4.61) При настройке цепи нагрузки в резонанс на частоту ~.р реактивность выходного контура вместе с реактивностью диода равна нулю, тогда (4.61) примет вид 1 «в = )0>сСО + 0>со>нрСпр дабни (4.62) где б„,= б,2+ т>бн — эквивалентная резонансная проводимость 2 выходного контура с нагрузкой. Для инвертирующего ПЧ из (4.47) с учетом (4.60) при резонансе в выходной цепи входная проводимость ПЭ СО О> Оо С рсб (4.63) Отсюда видно, что инвертирующий емкостный ПЧ имеет отрицательнуюю активную составляющую входной проводимости ГЛАВА 4 166 сиссссли Рис.
4.30 (4.64) Это происходит вследствие прямого и обратного инвертирующего преобразований, в результате во входной контур поступают колебания с частотой сигнала в фазе с принятым колебанием, что приводит к регенеративному усилению колебаний на частоте принимаемого сигнала [5]. Усиленный сигнал снимается с входного контура (точки ! — ! на рис. 4.28). Колебания выходного контура в этом случае непосредственно не используются, поэтому он называется холостым.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
