Фомин Н.Н., Буга Н.Н., Головин О.В. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.Н.Фомина (2007) (1095358), страница 30
Текст из файла (страница 30)
Выходные колебания промежуточной частоты на с~оках противофазны, поэтому их необходимо суммировать с помощью ПМУ. В приведенной схеме ПМУ на выходе выполнено в виде двух фазовращателей с общим сдвигом фаз 180' и сумматора. В БТС существенно ослабляются побочные каналы приема с четными гармониками входного сигнала.
В час~ности, подавлены каналы полузеркальной частоты 2",„=2", + 0,5);,. Как и балансные усилители, БТС обладают большим динамическим диапазоном и лучшим коэффициентом стоячей волны по сравнению с однотранзисторными смесителями. Кольцевые транзисторные смесители (рис. 4.22) строятся на основе двух балансных смесителей. В них подавляются побочные каналы приема с четными гармониками и сигнала, и гетеродина.
По сравнению с БТС они обладают лучшими характеристиками по мощности насыщения и интермодуляционным искажениям, появляюгцимся при воздействии нескольких высокочастотных помех. В балансных и кольцевых преобразователях не подавляются каналы зеркальной частоты. Их ослабляют с помощью ПФ в преселек~оре, но часто требования к характеристикам таких фильтров технически невыполнимы, особенно при низкой промежуточной частоте (у.'я «Г). Для подавления каналов ЗЧ строятся двухканальные компенсационные схемы, составленные из двух смесителей, в качестве которых могут быть использованы любые из ранее смотренных схем в сочетании с фазовращателями, аналогичные Преобразователи частоты и параметрические усилители 155 ФПЧ Рис. 4.23 схеме, приведенной на рис.
4П4. Вариант построения двуканального компенсационного смесителя на двузатворных ПТ с подавлением ЗЧ показан на рис. 4.23. В качестве квадратурного делителя сигнала на входе и квадратурного сумматора колебаний у,р на выходе используются КМУ, обеспечивающие фазовые сдвиги между выходными плечами, равные 90'. Применение КМУ улучшает согласование с источником сигнала и нагрузкой. Колебания сигнала подаются на первые затворы транзисторов со сдвигом 90', колебания гетеродина подаются на вторые затворы тех же транзисторов в одинаковой фазе.
Как и в схеме, приведенной на рис. 4П4. после прохождения выходного КМУ полезные продукты преобразования складываются синфазно, а колебания зеркальной частоты гасятся в согласованной нагрузке. Для описания сложных процессов, протекающих в преобразователях СВЧ, необходимо их рассматривать в виде многочастотной системы, характеризующейся многократным взаимодействием колебаний различных частот. Аналитическое рассмотрение большого числа взаимодействующих на нелинейном элементе частот часто является весьма сложной задачей. Поэтому при анализе используется линеаризация НЭ о~носи~ельно колебаний сигнала и комбинационных частот.
Уровни этих колебаний малы по сравнению с уровнем колебаний гетеродина. Тогда транзистор в режиме преобразования можно представить квазилинейным многополюсником. Число полюсов многополюсника определяется числом взаимодействующих частот и степенью сломсности эквивалентной схемы транзисторного НЭ. Большой разброс параметров выпускаемых промышленностью транзисторов СВЧ, значительная зависимость параметров преобразования от режимов работы, способа подачи колебаний гетеродина на транзистор и уровня мощности гетеродина затрудняют непосредственное использование структурных моделей и их эквивалентных схем при проектировании преобразователей СВЧ.
156 ГЛЛВА4 Для расчета транзисторных преобразователей используется аппарат параметров рассеяния, однако в отличие от о-параметров в режиме усиления о,-параметры транзистора в преобразовательном режиме связывают расходящиеся от транзистора и сходящиеся к нему нормированныс волны напряжений не одинаковых, а разных частот. Бесструктурная модель транзистора в режиме многочастотного преобразования представляется в виде многополюсника, описываемого системой уравнений в б„-параметрах на различных частотах. В общем случае эта система громоздка. На двух частотах — сигнальной и промежуточной — ПЧ мозкно рассма~ривать как линейный четырехполюсник и для его расчета применять формулы, полученные для транзисторного усилителя СВЧ с заменой усилительных параметров на преобразовательные.
4.?. ТЕОРИЯ ДИОДНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ Схема диодного ПЧ в двух вариантах приведена на рис. 4.24. На СВЧ их следует рассматривать как электрические эквиваленты, так как в реальных конструкциях СВЧ резонансные цепи выполняются в виде отрезков полосковых (микрополосковых) или коаксиальных линий и волноводов. Напряжение (мощность) от гетеро- дина подается на тот же колебательный контур, на который пода- Рис. 4.24 Преобразователи частоты и параметрические усилители >51 ! с Рис. 4.26 ется и сигнал (рис. 4.24, а) в том случае, когда частота Г„отличающаяся от >„на величину промежуточной частоты >„„, оказывается в полосе пропускания входного контура. Если ослабление колебаний гетеродина во входном контуре слишком велико, то ис>очники напряжений гетеродина и сигнала можно соединить в цепи диода последовательно (рис.
4.24, б). Эквивалентная схема диода (рис. 4.25, а) в общем случае содержит активную проводимость д и емкость С р-л-перехода, индуктивность А, и сопротивление г, соединительных проводников и емкость держателя диода С,. У диодов, предназначенных для преобразования частоты в диапазонах дециметровых в сантиметровых волн, з„и >;, очень малы. Их можно не учитывать и пользоваться более простой схемой (рис. 4.25, б), полагая емкость диода равной сумме емкости р-л-перехода и Сз. При анализе диодного ПЧ, как и ранее, будем полагать С>, и С,а малыми по сравнению с с>л Это допущение соответствует истинному положению, так как для преобразования частоты напря>кение гетеродина должно быть большим, чтобы изменение тока захватывало значительный нелинейный участок характеристики диода.
При малых уровнях преобразуемого сигнала и промежуточной частоты нелинейность диода не проявляется. При наличии модулирующего напряжения гетеродина диод для сигнала действует как линейная цепь с переменными параметрами. Поэтому эквивалентную схему ПЧ можно представить рис. 4.26. >ч кпр Рис. 4.26 ГЛАВЛ 4 158 Рис.
4.27 Изменение проводимости д и емкости С диода под действием напряжения гетеродина показано на рис. 4.27. Это изменение можно представить рядами Фурье: ф/) = С> ">-р 2. бгм сов йо,/; (4.33) С(/) = Ср-р 2", С„сов йи,/. >и Полный ток в цепи диода в соответствии со схемой рис. 4.2б можно опРеделить как > = ид+ Н/Ы/, где и = и, Р и.р; д — заРЯд емкости. Учитывая, что // = Си, определим ток в цепи диода / = ид+ Сди/>//+ ис/С/г//.
(4. 34) Напряжения сигнала и, и промежуточной частоты и„р определяются выражениями [4.!) и (4.4). Фазовый угол я>„р зависит от соотношения емкостной и резистивной составляющих проводимостей диода и от фазового угла проводимости нагрузки (на рис. 4.24 — резонансный контур). Подставляя в (4.34) значения д(/) и С(/) из (4.33) и и =- и, ж н„р, заменяя произведения тригонометрических функций функциями суммарных и разностных углов и группируя слагаемые, получаем > = />, [б' сов [ис/+ яь) — исСр в>п (ис/+ Юс)) ' + //.р [б® сов (ипр/+ Я>лр) илрС» з>п [ипр + ч>пр)) + + //с 2„'0,5би'сов [[/си к ир) / ь(рс) + 4=! ж //„р 2 0,5 бро сов [Яи„+ и.р) /+ ср„)— Преобразователи частоты и параметрические усилители !59 — (/, ~. 0,5 С„(/»оз, + оз,) яп И/»»о„+ о»с) / ч.
»р,]— »=! У~р ~ 0 5С! (/»»о +»о р) Б(п [(/хо +»о~р) /+ »р р] (4 35) »=! Ток диода содержит составляющие различных часто~. В случае неинвертирующего ПЧ (см. 9 4.2) оз.р= оз,— /»»о, или вт.р= = »о, + Ьо„соответственно о»с = в»ар 1 /роз,. Выделяя из (4.35) составляющие этих частот, находим !'., = (/, [0,56»и сов (»опр/ е »р,) — 0,5»оп,С» яп (озп»й е»р,)] е + (/„р [6»" сов (»о„р/+ »рпр) — »о,рСр яп (о»„р/+»рп,)]; »с = (/с [6'"' соз (оз,е +»Р,) — »осСр Яп (оз,в +»Р,)] + + (/пр [0,56"' сов (о»,/+»зпр) — 0,5»о,С» яп (оз,е+»р„р)]. 1„, = Ц, (0,56П' + «0,5»оп С ) е (/ср (6"' + «»опрС ); Г, = Цс (6"'+] сс,) + Ц,',„(0,56»и - «0,5»асс„).
Параметр Спр = 0,5С» называется иреобраэу»оп/е»! ео»каел»ью; 6пр= 0,56"! — прообразу»а!»/е»«проводимостью или крутизной преобразования. Введем обозначения для комплексных параметров преобразования: «!! = »т т«»о»Со, '«и = 6 и «озпрСо,' (4.38) Х!т 6пр + «»осСср С учетом этих обозначений Хз! — С»пр ! «»опрСпр (4.36) и (4.37) примут вид: ~„„= У„Ц, + Уз»Ц„,; ~, = УиЦ, + У„Ци,; (4.39) У„, = Уз~Ц,, ч- У„Цп„; /, = ХиЦ, -ь ХпЦ„р. (4.40) На основании этих выражений определяем комплексные амплитуды токов: ~„р = Ц, (0,56!'»+]0,5о»прС») + Ц„„(6 '+]о»п„Сс); У, = Ц, (6 + «о»,Со) + Ц„р (0,56 ч-]0,5о»,С»).
Для инвертирующего ПЧ»о„р=/зо„— »о, и»о,=/»оз,— оз„р. Из (4,35) видно, что некоторые компоненты токов имею~ фазовые углы, знаки которых противоположны знаку фазовых углов входных напра>келий. Эти компоненты имеют сопряженные комплексные амплитуды Ц, и Ц„р. Следовательно, в отличие ог (4.36) у инвертирующего ПЧ уравнения комплексных амплитуд токов будут такими: ГЛАВА 4 160 (с 1 Рис. 4.28 Это уравнения прямого и обратного преобразований соответственно для неинвертирующего (4.39) и инвертирующего (4.40) диодного ПЧ. По форме они совпадают с (4.2б), (4.27).
Согласно (4.39) и (4.40) ПЭ можно представить в виде линейного четырехполюсника с У-параметрами (4.38). Общая эквивалентная схема ПЧ с источником сигнала и нагрузкой приведена на рис. 4.28. Уравнения источника сигнала с входным контуром и нагрузки с учетом знака определяются выражениями: (4.41) (, =- ли7„— Уж(7, = т,ńӄ— Уа~(7с; 7„, = — Ус,Сс„, (4.42) 2 где уы = у„+ ~л,Մ— суммарная проводимость входного контура и источника сигнала, пересчитанная к контуру в точках 1-1; Хс~ = = б„.~ + )В,~ — собственная проводимость входного контура; У„,= = 1'„з + ~л(ус — проводимость эквивалентной нагрузки ПЭ в точках 2 — 2; Х,з = б, + )В, — собственная проводимость выходного контура.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
