Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977) (1086783), страница 41
Текст из файла (страница 41)
4-10 в значительной степени идеализированы. Реальные коллекториые и эмиттерные характеристики показаны иа рис. 4-1!. Кривые коллекториого семейства имеют конечный; Из рис. 4-10, а ясно видны два резко различных режима работы транзистора: пктилный режим, соответствующий значениям 0„< 0 (первый квадрант), и режим насыщения, соответствующий значениям (l„) 0 (второй квадрант). Активный режим является основным в усилительной технике и будет подробно изучен в последующих параграфах. Режим насыщения характерен для ключевых импульсных схем и будет рассмотрен в гл. 15.
~4=а Лля активного режима характерны условия 0„<0 вета и ~0 1~ вбг, при которых формулы (4-6) и (4-7) переходят в следующие: хотя и очень небольшой, наклон, который в области, близкой к пробою, резко увеличивается. Расстояние между кривыми немного )оеньшается при больших токах из-за уменьшения са. На рнс. 4-11, а проведена гипербола допустимой мощности, рассеиваемой в основном на коллекторном переходе.
При нагреве транзистора кривые смещаются вверх, в область больших токов, из-за роста тока т", . — Т=+ЯО'С о,) 1вис. 4-11. Статические характеристики транзистора нри включении па схеме с абктей базой. а — выходные; а — входные. В активном режиме (1-й квадрант), усредияя нелинейное сопротивление га, можно характеризовать коллекторное семейспю ОБ достаточно строгим соотношением ~к СС)в+ (во+=. (4-10) св Последний член его обычно несуществен, и в большинстве случаев пользуются упрощенным выражением (4-8). У кремниевых Щанзисторов (а также у германиевых при не высоких температурах) в1юлне допустимо пренебречь током 1„, что сильно упрощает расчеты. Кривые эмнттерного семейства (рнс.
4-11, б) образуют довольно плотный апучок», потому что влияние коллекторного напряжения на эмиттерное (внутренняя обратная связь — следствие эффекта ВРли) очень мало. При нагреве транзистора кривые смещаются влево в область Меньщих напряжений. При одном н том же эмиттерном токе вмиттерные напряжения у кремниевых транзисторов на 0,4 В бплыпе„чем у германиевых (см. Рис. 2-21) и обычно составляют 0,7— 0 6 В.
При достаточно большом токе входные вольт-амперные характеристики деформируются — вырождаются из-за падения напряжения в слое базы (см. (2-64), (2-65) н рис. 2-32). Однако при прочих Равных условиях вырождение у транзисторов наступает при в"ачнтельно болыпих токах, чем у диодов, так как по сопротивлению базы протекаег ток 1а, в десятки раз меньший тока Iы Рассмотрим особенности выходных характеристик в области пробоя.
Если любой из переходов транзистора использовать в качестве диода, та пробой при обратиам напряжении будет иметь такой же характер, как в изолированном переходе (см. э' 2-7). Например, при оборванном эмиттере коллекторный ток будет равен М1вб (где М вЂ” коэффициент ударной ионизации), а напряжением лавинного пробоя будет величина (1м, при которой М = оо. При любом конечном токе эмиттера соответствующий ток 1„тоже увеличивается в М раз, напряжение пробоя остается равным 1/мр Заметим, что чисто лавинный пробой имеет место только прн достаточно быстром повышении коллекторного напряжения, когда температура перехода не успевает заметна измениться.
В противном случае лавиниый пробой может уступить место тепловому, при котором напряжение пробоя будет у м е и ь ш а т ь с я ров Р—,глл Гт Хб~ 18 Б и1 Рис. 4Л2. Эквивалентные схемы транзистора длн ностоиннык состанлнкхних. л — обецев схема е уездом еопротмвлеввр слоев; б — схема Ллх «ормвлввого ехтеввоео режвме. с ростом эмиттерного и коллектарного токов. Такой вывод следует нз выражения (2-60): чем болыпе ток 1„, тем выше температура коллекторного перехода, а значит, болыпе начальное значение теплового тока 1ср Практическая ценность эквивалентной схемы иа рис. 4-9 значительно повышается, если дополнить ее сопротивлениями слоев гб, гвы г (рис. 4-12, а).
Такое дополнение особенно целесообразна тогда, когда один или оба тока 1, и 1„ могут считаться заданными. Пусть, например, транзистор работает в активном режиме, т. е. заданы 1, ) О и У„б ( О. Ту часть напряжения У„б, которая приходится на коллектарный переход, будем считать достаточно болыпой: Ф,! ~ь <рг. В этом случае согласно (4-26) имеем 1, = — 1„',.
Соответственно токи генераторов на рис. 4-12, а будут равны сст1„' и сбэ (1, — хзт1;о). Первым из них для простаты пренебрежем (это вполне допустимо, если 1, ~ ат1„' ), а постоянную составляющую второго ( — адат1„' ) обьединим с током 1;„также протекающим через коллекторный диод. В результате, учитывая (4-3а), получим эквивалентную схему, показанную на рис. 4-12, б и соответствующую выражению (4-8).
Такая схема полезна для расчета режима усилительных каскадов. Сопротивления слоев коллектора н эмиттера здесь опущены, так как в усилительной ;ехиике они несущественны. Однако включение этих сопротивлений в схему ие приводит нн к каким затруднениям, поскольку ~срез них протекают з а д а н н ы е токи и, значит, соответствую,цие напряжения легко рассчитать и добавить к напряжениям аа переходах. 4-4. СТАТИЧЕСКИЕ ИАРАМЕТРЫ ТРАПЗИСТОРА Нелинейные эквивалентные схемы, показанные на рис 4-12, используются при анализе вопросов, связанных с б о л ь ш и м сигналом (см., например, гл. 15).
При расчете малых переменных .оставляющих, характерных для усилительной техники, зти схемы целесообразно линеаризовать. Возьмем за основу схему на рис. 4-12, б. Генератор п о с т о я ян о г о тока 1ка исключим, поскольку нас интересуют п е р еме и н ы е составляющие, з введем вместо него диф- с р, $еренциальное сопротив- Х, кение коллекторного пере- з + хода г„. Эмиттерный диод + "* ' + гакже заменим его диффе- '" гг 0„ ренциальным сопротивлением г,. Обратную связь Б то напрюкению (см.
ко- Рне. 4-13. Эквивалентная схема трананетора чец 5 4-2) отразим генера- аля переменных составляющих„ юром э. д. с. р У„, включенным последовательно с сопротивлением г,. Наконец, для учета частотных зависимостей включим параллельно сопротивлениям г, и г, барьерные емкости, а коэффициент а будем счищть операторной или комплексной величиной '. Тогда линейзая эквивалентная схема транзистора будет такой, как показано а» рис. 4-13.
Ее легка дополнить паразитными емкостями, однако необходимость в этом возникает редко. Схема на рис. 4-13 хорошо отражает структуру транзистора ч содержит физически обоснованные параметры. Точка Б' на схеме называется в н у т р е н н е й базовой точкой в отличие от внешнего зажима базы Б. К числу основных параметров, необходимых при построении щвивалентной схемы транзистора (для переменных составляющих), пносятся следующие: 1.
Дифференциальный коэффициент передачи эмиттерного тока три нормальном включении ал. В дальнейп|ем будем писать его )ез индекса Ф, так как инверсное включение относится к специаль- Замьчнм, что коаффнпнент а в схеме для к е р е м е н н ы к составляю'Ньк имеет несколько другое аначенне, чем в схеме для постоянных кставлянлннх (ем. ниже). (4-11 в) =(~ Д ка — ( с,=о:~и„,.'ъ чт' Параметры, характеризующие переходные и частотные свойства транзистора, будут определены в следующем параграфе. Коэффициент передачи эмиттерного тока, Величина а, стоящая в формуле (4-8), в отличие от величины и в формуле (4-11а) является и н т е г р а л ь н о й, так как связывает не приращения Н„и д1„а полные токи 1„и 1,.
Снабдив интегральный коэффициент передачи черточкой сверху (чтобы отличить его от дифференциального), получим: гн — гкО а= Э (4-12а) Если бы коэффициент к не зависел от тока 1„ то, как следует из (4-8), дифференциальный коэффициент передачи был бы равен интегральному: и = а. На самом деле й является функцией эмиттерпого тока, и поэтому, продиффереицировав (4-8)по току 1„ получим следующее соотношение: (4-12б) ным случаям.
Коэффициент и определяется следующим образом: ~ сУ„) (4-11а) 2. Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода "=1%)..=- (4-11б) 3. Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода И~4 1 гк '1 ду„ /г,= юм' 4. Коэффициент внутренней обратной связи по напряжению, характеризующий влияние коллекторного напряжения на эмит- терное в связи с модуляцией толщины базы, р~» ~, лы„п сопи ' (4-11г) 8. Объемное сопРотивление базы би В отличие от пРедыдУщих параметров сопротивление базы должно определиться не для одномерной модели, а для реальной структуры транзистора, так как ток базы протекает в направлении, перпендикулярном потоку дырок, и, следовательно, необходимо учитывать реальную кон- фигурацию базы как в активной, так и в пассивной ее части. Помимо перечисленных д н ффе р е н ц и а л ь н ы х пара- метров важную роль в работе транзистора играет тепловой ток 1„„ который определяется следующим образом: :.'где у — коэффициент пнжекцни дырок (см.
(2-35) и (2-74)1; ив ,~иэффис(илнт переноса дырок через базу, показывающий, какая 'даня ннжектированных дырок доходит до коллектора '. На низких частотах коэффициент инжекцни в транзисторах ::рн имеет специфики по сравнению с диодами. Поэтому прежде всего проанализируем коэффициент переноса. Для этого решим ',уравнение диффузии (1-79а), полагая др/д1 = О. В этом случае уравнение будет таким же, как (2-26), но мы запишем его для Мол и о й концентрации, подставив Ьр =- р — р;, тогда ар Р Ро лха Бя /е (4-14) Общее решение этого уравнения будет таким же, как (2-27), :,В' частным Решением бУдет Ре, поэтомУ (4-15) р(х) А,н.ш+А — а 1 р Граничные условия запишем, исходя из того, что в эмнттертй1й цепи задан дырочный ток /,р — — у/„а на коллекторном перехфде — напряжение (/,.
Учитывая (1-73а) н (2-13а), получаем ,.ч',' В физической литературе для кон)фнциеита переноса часто испольаунсся обозначение р, которое мы, однако, сохраним дли другого параметР» '(Юнффициеига передачи тока базы), более важного в транзисторных схемах. 1(ак видим, сс может быть больше нлн меньше, чем а, в завинмости от' знака производной дй/И,. Соотношение (4-12б) воз, опиет вычислить а, если известна функция п (7,), но практически коэффициенты и н сс измеряются раздельно. Наша ближайп|ая задача состоит в том, чтобы выразить коэффициент передачи тока через физические параметры транзистора.
Очевидно, что в математическом плане эта задача будет линейной т'шько в том случае, если пренебречь зависимостью а (7,) и тем самым считать сс = сс. Поэтому в дальнейшем мы будем различать интегральный н дифференциальный коэффициенты передачи лишь тогда, когда это принципиально необходимо. Будем считать, что ток коллектора обусловлен т о л ь к о дырками, доходящими от эмиттера, так как потоки электронов ,нз базы и дырок из коллектора предотвращаются высоким потенциальным барьером в коллекторном переходе (см. рис. 4-5, л), а поток электронов из коллектора малосуществен, поскольку коллекторный слой — дырочный и концентрация электронов в нем невелика.
Что касается тока эмиттера, то он, вообще говоря, обус;,яовлен обоими типами носителей. Таким образом, запишем коэффициент передачи эмиттерного тока в следующем виде: я=уж~ (4-13) при х = 0 и х = го соответственно: ггд 1 Гав Ж~ -0 4Ы' оз р (ш) = р,н "г, (4-16 а) (4-166) где Я вЂ” как и раньше, площадь переходов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
