Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы противодействия и радиотехнической разведки. М., Сов. радио, 1968 (1083408), страница 41
Текст из файла (страница 41)
Здесь .П. Г Г ,'-Я гомпенгсчьи Рис. 7Л7. Блок-схема имнульсно-когерентноа РЛС. М вЂ” модулятор, формирующий короткие импульсы для модуляции высокочастотного генератора Г и длинные импульсы для запуска когерентного гетероднна КГ на время, примерно равное периоду следования импульсов Т. Обы шо зто время берется несколько меньшим, чтобы дать возможность затухнуть собственным колебаниям в контурах когерентного гетеродина к началу очередного цикла работы. Когерентный гетеродин синхронизируется по фазе высокочастотным импульсом генератора, тем самым обеспечивается когерентность сигнала гетеродина и излученвого сигнала на время, примерно равное Т.
Следующий новый высокочастотный импульс вновь 286 осуществляет (для себя) фазировапие когсрентного гетеродина. Подобного рода РЛС называют импульсиокогерентными с большой скважностью, а иногда в силу малого времени когерентности псевдо- или квазикогерентными РЛС. Отраженный сигнал и сигнал когерентпого гетеро- дина после преобразования в смесителях С, и Сз поступают на вход приемного устройства Прм (УПЧ, детектор, видеоусилитель). упппп о! Рис, 7Л8, Последовательности видеоимпульсов на входе схемы компенсации для неподвижной (а) и движущей. си (б) целей. На рис. 7.18 показаны последовательности видеоимпульсов на входе схемы компенсации для двух случаев: неподвижного объекта и движущейся цели.
С выхода приемника видеоимпульсы поступают на схему компенсации, состоящую из линии задержки ЛЗ со временем задержки Т и схемы вычитания. Результирующий сигнал на выходе идеально работающей квазикогерентной РЛС будет равен нулю, если цель неподвижна, и отличен от нуля, если она движется не со «слепой» скоростью '. ь «Слепымн» называются скорости движения цели, при которых за время, равное периоду следования импульсов, цель в радиальном относительно данной РЛС направлении проходит расстояние, кратное целому числу полуволн. В силу этою фазовый набег за время между смежныии высокочастотными импульсами, поступающими иа вход РЛС, кратен ~етпому числу и. Это, в ионечном счете, приводит к компенсации полезных сигналов.
287 Практически облако диполсй нельзя считать абсолютно неподвижным. В силу турбулентной диффузии и других причин отдельные диполп облака перемешаются друг относительно друга по случайному закону. Кроме того, под действием ветра облако перемещается поступательно как одно целое. Поступательное движение облака обычно учитывается в квазпкогерентных РЛС с помощью так называемой схемы компенсации ветра.
(В простейшем случае эта схема обеспечивает линейное во времени изменение фазы высокочастотных колебаний.) В последующем речь будет идти о влиянии только случайных перемещений диполей в облаке. Монохроматический зондирующий сигнал после отражения от облака диполей, перемещающихся случайным образом, теряет свою монохроматичность и по существу представляет собой квазигармоническое колебание и =и„(() соз [,~ + р„(1)[, где ия(1) и гд (() — медленно меняющиеся по сравнению с ы4 случайные функции времени. На качество подавления схемой череспериодной компенсации сигналов, отраженных от облака диполсй, в основном влияют изменения фазы помехового сигнала, имеющие место за время, равное периоду следования импульсов. Изменения фазы помехового сигнала приводят к тому, что соответствующий видеоимпульс результирующего колебания (помехового сигнала и когереитного гетероднна) оказывается отличным по амплитуде от смежного импульса. По этой причине не будет иметь место полной компенсации сигналов, отраженных от облака диполей.
Увеличение кратности вычитания (прпменение двутрехкратного и т. д. вычитания) несколько увеличивает эффективность схемы компенсации, однако в полной мере задачи не решает. Кроме того, на качестве подавления сигналов, отраженных от облака диполей, сказываются нестабильности частоты передатчика, местного гетеродина, когерентного гетероднна, нестабильности работы узлов, флюктуациоиные помехи. Наличие нескомпенсированных остатков позволяет путем увеличения плотности диполей преодолеть действие схемы череспернодного вычитания и обеспечить маскировку облаком пассипных помех движущихся целей.
2за Оценим величину коэффициента подавления пассивнымн помехами РЛС с череспернодной компенсацией. В соответствии с определением под коэффициентом подавления А, понимается минимально необходимое отношение мощности помехи к мощности сигнала на входе приемника (в полосе пропускания линейной части), при котором вероятность правильного обнаружения не превышает заданного значения для заданной вероятности ложной тревоги. Пусть для РЛС без схемы СДЦ такое отношение изРа вестно и пусть при отношении — =й на входе отношеРа ние помеха/сигнал на выходе приемного устройства, т. е.
на входе индикатора (или другого оконечного устройства), равно л,. При соизмеримых величинах Р„ и Р их отношения на входе и на выходе у обычных РЛС без СДЦ примерно одинаковы. Определим, во сколько раз необходимо увеличить плотность дипольных отражателей в облаке нли, что то же Ра самое, увеличить отношение — на входе для того, чтоРа бы получить на выходе схемы череспериодной компенсации РЛС с СДЦ то же отношение й,=~ — ), что и в / Р„~ Ра выч случае обычной импульсной РЛС. Естественно, предполагается, что оконечные устройства в обоих случаях одинаковы.
При выводе формулы учитываются все основные физические особенности рассматриваемого принципа выделения движущихся целей и в то же время делается ряд допущений, упрощающих решение задачи без потери физической наглядности. Будем считать, что на вход РЛС поступает либо один полезный сигнал, либо только помеховый сигнал. Иными словами, мы не будем заниматься рассмотрением совместного прохождения помехового и полезного сигналов. Если записать полезный сигнал на входе смесителя С, в виде гармонического колебания иа (1) = на соз (ыа1+ 1а) ~ (7.38) где па —— У2Ра ах, а Р, „ч — мощность полезного сигнала на входе, то результирующее колебание на входе УПЧ 19 †10 289 в силу когерентносгн принятого колебания и гетеродпна К1 имеет вид и,„= крр [иг соз а~р1 + ис сов (р~р(+ у)1 где кяр — постоянный коэффициент, Предполагая линейность детектора, запишем огибающую на выходе видеоусилнтеля и = к, ~/ и'+ ии+ 2и,и„соз р, (7.39) где к, — постоянный коэффициент, Так как и„>) и„то и = к,и,(1+ — 'совр).
иг (7.4О) Соответственно для помехового сигнала и' = к,и, [1+ '( ~ соз9 (1)~. (7.41) Если радиальная составляющая скорости цели в направлении на данную РЛС равна и„, то набег фаз р за период следования импульсов (Т) составит р=~рдТ=2я — ')оТ=2я ~' Т. 2р, 2р, с Здесь од †2я7д — допплеровская частота. Набег фаз ~> через и периодов следования (после посылки л импульсов) 290 р„= (и — 1) мдТ, (7 42) где и = 1, 2, 3, ... Разность напряжений и(п) и и(л+1) двух смежных импульсов и-го и (а+1)-го полезного сигнала равна Ьи,(п) =и(и) — и(и+1) или, полагая и,=сопз1, с учетом (7,42), Ьи, (и) =к,ри, [соз(и — 1) мдТ вЂ” созиадТ[. (7 43) Здесь квр — коэффициент передачи всей схемы обработки приемно-индикаторного тракта (до вычитающего устройства); бис (и) = кяр2ис яп 2 зйп 2 мдТ.
(7.44) Ца выходе схемы вычитания огибающая импульсов представляет собой гармоническое колебание частоты д и амплитуды йпО = кпп2цО з(п (7.45) В схеме СДЦ с двукратным вычитанием выходное напряжение определится как разность Ь(ми, (и) = ьи, (и) — Ьи, (и+ 1). (7.46) С помощью (7.44) получим Ьм>п„, (и) = к,р4и, з(п' — ' соз п~дТ, (7.47) 2 Амплитуда колебания на выходе схемы двукратного вычитания равна Ь< >и, = кар4и, зш 2 у ~~иТ 2 (7 48) Череспериодная разность помеховых сигналов с учегом (7,41) запишется следующим образом: йп>и„=к„р(и,(1)соз ра(() — и (г+Т)совр~(1+Т)). (7.50) Последующие преобразования (7.50) в принципе могут быть проведены двумя путями.
Первый путь (более строгий) основан иа временных представлениях помеховых сигналов. Для его реализации требуется знание корреляционной функции помехового сигнала на выходе детектора огибающей. Второй путь, опирающийся на упрощенное частотное представление помеховых сигналов, позволяет найти сравнительно простое решение, но, естественно, весьма приближенное.
Воспользуемся вначале первым более строгим путем, сделав, однако, ряд допущений относительно характера движения дпполей в облаке. Будем считать, что процесс турбулентной диффузии развивается сравнительно медленно, так что помеховый сигнал можно полагать стационарным в течение времени, соизмеримого с периодом следования импульсов подавляемой РЛС. 19* 291 Соответственно при ьмкратном вычитании амплитуда колебаний на выходе пч кави~2 з(п 2 (7.49) Далее аппроксимнруем энергетический спектр помехового сигнала на выходе детектора огибающей функцией 6(г) =ехр ~ — 0,7 („— Ц. (7,51) где и'и(1+Т) =ив(1+Т) соз~р„((+Т); и'„(1) =- ив (г) соз у„((). Мощность помехового сигнала на выходе схемы однократного вычитания получается в результате усреднения кв адр а та ЛС'~и„: Р' .,= [Ь~ии,)'= «'„(и'~ я — а'п(т+Т)7 или Р'„,„„= к'„„2Ря яя (1 — г (Т)).
(7.53) Здесь Р„„.— мощность помехового сигнала на входе приемника при однократном вычитании; г(Т) — нормированная корреляционная функция по- мехового сигнала на выходе детектора огибающей, вычисленная для значения т.= Т. В силу предположенной стацнонарности помехового сигнала, нормированную корреляционную функцию можно представить следующим образом. г(ч)= "() "( + ) (и.
(0)' черта сверху означает операцию усреднения во времени. С помощью (7.45) и (7.53) определим отношение мощ- ностей помехового и полезного сигналов на выходе схе- мы однократного вычитания 2 292 Здесь Рол — ширина спектра помехового сигнала по половинному значению нормированной спектральной плотности. Запишем разность помеховых сигналов (7.50), применив более простые обозначения, Ьи>и„Я=кар)и',(г) — и'„(1+Т)], (7,52) м„т 25!П 2 йи — йв юнп 1 — г (т) (7.54) Нормированная корреляционная функция г(т) определяется с помощью преобразования Хинчнна, если известна спектральная плотность 6 (О) случайного процесса. Воспользовавшись указанной ранее аппроксимацией (7.51), для спектральной плотности помехового сигнала, на выходе детектора огибающей, получим ~О г(ч) = з1~6((;х) сов Изей.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
