Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы противодействия и радиотехнической разведки. М., Сов. радио, 1968 (1083408), страница 23
Текст из файла (страница 23)
Когяпенсировать уменьшение коэффициента модуляции увеличением моцшости помехи нельзя, так как в составе помехового сигнала имеется несущая, которая компенсирует действие состанляющих спектра, несущих ложную информацию. (Об этом более подробно уже говорилось при анализе помехи, прицельной по частоте сканирования.) Таким образом, эффективность заграднзельной по частоте сканирования помехи зависит от соотношения полосы шумов и полосы пропускания координатора. Например, если — "=100 и Ь- оо, то и, =0,1, т е, эффективапи ность заградительной помехи будет в 10 раз ниже эффективности прицельной помехи.
«Скользящая» помеха «Скользящая» помеха может быть создана путем быстрой или медленной перестройки, например, по пилообразному закону (рис. 3.14) частоты управляющего генератора, создающего модулируюшее напряжение $з(1). Прп быстрой перестройке т„<< е„, где ҄— период перестройки; тк — постоянная вре- мени следящей системы (угломерного координатора). 149 При медленной перестройке 7'и >) Си. Быстрая перестройка. На рис. 3,15 показана частотно-временная диаграмма й'а, характернзуюн!ая быструю перестройку управляющего генератора. Прп быстрой перестройке время воздействия на подащтясмый коор- Рпс.
3!5. Частотно-временная диаграмма модулир)юпгего сигнала прп создании «скользящей» помехи с быстроп Я'») и медленной ($«а) перестройками динатор возмущаю!цей силы (помеховой модуляции) то МЕНЬШЕ ПОСтОЯННОй ВРЕМЕПП КООРДИНатОРа т„(тости). Однако частота следования возмушений достаточно высока, так как ! 7 б м тк = Ж где Тб — период быстрой перестройки; Лаан — полоса пропускания координатора. Рассмотрим воздействие «скользящей» помехи с быстрой пере.
с~робкой на угломерный ноординатор. Для простоты анализа будем считать, что перестройка управляющего генератора производится скачкообразно (рпс. 3 16), т, е каждая из частот генератора формируетси в течение времени М = Иг= М, =... = й!а'= сопя!, пр!!чем формирование каждой из частот происходит периодически с перподоч перестройки генератора Тэ Сделавное допущение не изменит физических основ воздействия укаэанной помехи па координатор, по в то же время значотельяо упростит количественный анализ 150 Модулпрующнй сигнал прн указанном допущении можно записать следующим образом: с (!) = ~~~ ((!чг соз (Ы~ à — угг) С ((с)) а и„(!) =На ! -(-е„~ соз(Яч! — у г) Е((з) е! ~. 1=~ Здесь тч — коэффициент помеховой модуляции (выбирается одинаковым для всех составляющих помеховаго сигнала) Разлагая 3(б) в ряд Фурье п производя аеобходимые преобразования с учетом фильтрации всех гармоник п комбинационных ча.
стог, отличных от частоты сканирования подавляемой РЛС, получим формулу для коэффициента модуляции, порождаемого поме- хой ЬЯ, Ь гл =лг,— лдЫ, 1+Ь' (3,4 ) где Лйч — эквивалентная полоса пропускания координатора (пли системы АСН); Л()ч — дьапазон перестройхи помехового модулятора. Методика вывода формулы (3.43) ничем ве отличается от приведенной ранее Отметим только, что при разложении й(б) в ряд Фурье в силу наложенных ограниченвй, исключа1ощих возможность попадаяия комбинационных частот в полосу пропусканпя фильтра сигнала ощвбкпг слелует оставить только первым член ряда оя Т~' Это позволяет записать напряжение на выходе фазового детектора слелуюгццм образом: ие л = т, (1+3) соз р„+Дб)Таып„сов [(Яс йт) ! у! Отсюда получается формула (343), если приравнять ие х пужо и воспользоваться очевидной пропорцией дб ья„ ть Ж,' Сравнивая формулы (3.45) и (3.44), можно заметить, что в случае кскользяшей» помехи с быстрой перестройкой ошибка следящей системы в большей степени зави!в! где (учт — амплитуда (-го модулирующего сигнала, примем (7„=(7 =сопя(; 3((;) — импульсаан функция (рис.
3 17) Помеховый сигнал в точке приема лзожет быть записан в виде сит от отношения Лй„/Лаз„по сравнению со случаем создания узкополосной шумовой заградительной помехи. Формула (3.45) справедлива при не очень большой скорости перестройки, когда комбинационными частота- ь?; Рнс. 3 1б. Аппроксимация закона изменения частоты. ми Я;~,— й~ можно пренебречь, так как они не проходят через фильтр сигнала ошибки. При достаточно высокой скорости перестройки комбинационные частоты начи- б (гс( з Рис. З37.
Импульсная функция. нают играть сушественную роль и эффективность рассматриваемой помехи приближается к эффективности заградительной узкополосной шумовой помехи. Медленная перестройка. Частотно-временная диаграмма '„"з для случая медленной перестройки приведена на рис. 3.!5. При медленной перестройке скорость измеие1б3 ния частоты модулирующего генератора выбирается из условия Ты )) ти. Выполнение этого условия обеспечивает время воздействия помехи на систему АСН достаточное для того, чтобы антенна подавляемой РЛС отклонилась на максимально возможную величину, определяемую формулой (3.34).
В результате на систему будут действовать пе- Рис. 338. действие яа систему АСН скользящей помехи. риодическпе возмушения. Примерный вид зависимости угловой ошибки сопровождения прикрываемой цели от времени представлен на рис. 3.18. Оценка эффективности помех на частоте сканирования по оперативно-тактическому критерию может быть произведена двумя методами: - — путем моделирования динамики наведения с учетом помех. Этот метод целесообразен в тех случаях, когда помеховые сигналы непосредственно воздействуют на органы аэродинамического управления ракеты; — путем подсчета промахов по формулам, приведенным в гл.
1, Этот метод целесообразен в тех случаях, когда при воздействии помех радиотехнический измеритель (пеленгатор) отключается от системы аэродинамического управления и наведение осуществляется за счет информации, поступаюшей от автономных измерителей. Если в течение времени действия помехи самолет, создающий помехи, осуществляет маневр по скорости, то результирующий промах а равен и Ьп Ьв ~53 2 г. 'г'и ' гг — ракурс атаки; ) — ускорение при маневре по скерости; бо — выбираемый промах.
3.5. Метод формирования помеховых сигналов с помощью балансной модуляции Основным недостатком рассмотренных в предыдуших параграфах прицельных и заградятельных по частоте скаянропаиия помех является компенсирующее действие несущей помехового сигнала По этой причине макснмально достижимое значение коэффнцвента модуляция полезного сигнала глг при сколь угодно боль. ших значениях Ь не может превышать коэффициента мадулюцщ глч помехового сигнала Естественно, возникает вопрос о возможности увеличения эффективности помех иа частоте сканирования путем подавления несущей Такая возможность практически может быть осуществлена с помощью балансной амплитудной модуляции частотой сканирования, при которой подавляется несущая амплнтудно-модулированного колебания Прв чистой балапсной модуляшш амплитудно-модулированное колебание записывается в виде га, (т) = Г„соз Я, Ге1"Г.
Применение чистой балансной модуляции, как будет показано ниже, не приводит, вообще говоря, к абсолютному увеличеникг коэффициента модуляции т, для всех значений Ь. Наибольшие аначения т* соответствуют относительно узкой области значеивй Ь, близких к единице. Лучшие результаты получаются при комбинированной модуляции, сочетающей подавление несущей с амплитудной модуляцией частотой сканирования боковых составляющих спектра поискового сигна.та. Определим значение коэффициента лгодуляцип щ, при воздействии ва следящую систему полезного сигнала и,(г) =Псе !1 г — ФП н помехового сигнала, формируемого путем кол~биипрованной мо. пуляцпи 11 г ~ь) гь, (1) = ЬГч [1+ гп, сов(й,л — у„)( соз (2„1 — у„) е В последующем положилг з)ге=фа=О, что в перволг приблнжснги допустимо ввиду сравнительного малого времени когерентностп гюлезного н помехового сигналов.
((роме того, считается грянув рээ=фч. !54 После сканирующей антенны сигнал на входе приемника может быть записан следующим образам: и,х = к,В, (1+ Ь [1+ т„сов (Я„! — у„)[ сов (Я„) — уч)) Х Х [1+ ш, сов (Я,.! — т,)) е!", где к~ — постоянный коэффициент С целью некоторого упрощения вычислений будем считать второй детектор квадратичным, что не является в данном случае принципиальным с точки арения конечных результатов.
С учетом сказанного сигнал ца входе селективного усилителя (фильтра сигнала ошибки) запишется так: и, т =кзсl~~ [! + Ь [1+ та сох(Я,У вЂ” ух)) сов(Я„! — у„))' Х 'э( [1 — т, соз (Я, ! — 2„)[', где кэ — постоянныя коэффициент На вход фазового детектора после селектнвного усвлителя (фильтра сигнала ошибки) попадут члены, содержащие первую гармонику частоты сканирования Яс, поэтому (прн Яч=Я ] 3 „'~ ЗЬ' .....—..'1(--.[ г —, е ЗЬ ЗЬ' гпзшз + т~ —, — Зт т Ь+ т, — + — гп гп, Ь' — — Ь'+ 2Ь с 2 ' ч " 2 4 с " 2 1 (3.46) где кз — постоянный коэффициент Напряжение на выходе фазового детектора получаетсн после умножения входного сигнала ие х „на опорное напряженве и„„=сов Ячт и фильтрации всех гармоник, кроме постоянной составляющей.
Это напряжение в сташюнарном состоянии поддерживается близким к нулю. Используя указанное обстоятельство, получаем уравнение для определения т,; Лш~~ — Вш, + С =-. О. (3. 47) где 3 5 Л = — Ь+ — т,йх; — о 4 3 5 В = 2 + —,Ь'+ Зт,Ь+ — глз Ь', 2 г 4 3 С = 2Ь + — Ьзтч. !55 Результаты решения уравнения (3 47) приведены на рис 3 19 в виде семейства кривых т„=т,(Ь), причем т является пара. метром семейства Кривая ! соответствует случаи> ш,=й, т е чистой балансной модуляппи.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
