Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы противодействия и радиотехнической разведки. М., Сов. радио, 1968 (1083408), страница 22
Текст из файла (страница 22)
3,2). Если в этом разложении ограничиться только первыми двумя членами, то 2Е' (8,) 2Г (8э) (3.29) В соответствии с определением коэффициент модуляции — существенно положительная величина, поэтому (3.3О) 141 ным и нс зависит от мощности передатчика помех. Поэтому при Ь>)! полезный сигнал практически не влияет на угловую ошибку, и величина углового отклонения антенны подавляемой РЛС, а следовательно, и величина т„. остаются неизменными. Несущая помехи компенсирует действие сс боковых составляющих, и в системе устанавливается равновесие.
Если бы полезного сигнала вообще нс было н на систему АСН воздействовал только помеховый сигнал, то после завершения переходного процесса равносигнальная линия антенны отклонилась бы на постоянный угол, соответствующий равенству коэффициентов модуляции полезного и помехового сигналов (т,=нт„). Этот угол в принципе не будет меняться прп увеличении мощности помехового сигнала (пунктирные прямые на рнс. 3.9).
Величина отклонения антенны ограничивается коэффициентом помеховой модуляции т„н параметрами антенной системы подавляемой РЛС. Найдем зависимость величины у~лового отклонения от указанных параметров. По определению коэффициента модуляции Множитель ) д ' ~ определяет крутизну пеленгацион- ~ Е'(8,) / д(8,1 ной характеристики. Часто главный лепесток диаграммы направленности аппрокспмируют функцией Ь5(' )' Е(В) = е (3.3!) где О,,— ширина диаграммы направленности по поло- винной мощности.
Соответственно прп 0 = 8, Е' (В)= — 2,8 ' Р(0,), 85 5 (3.32) Из (3,30) с учетом (3.32) получим т, =- 2,8 ='. 5"858 85, ОЯ (3.33) Подставляя (3.33) в формулу (3.26), получим выражение для углового отклонения линии визирования: 8 18,, ~Ь (3. 34) змие ! 8о..
8~д 28 8е (3,35) ЕСЛИ СЧПтатЬ, 'ПО 0„''0,,=0,5, тО В 555 '= 0 70 .. Анализ зависимости ошибки углового сопровождения от величины Ь (рис. 3.10) позволяет оценить минимально необходимое значение отношения мощности помехового сигнала к мощности полезного сигнала (коэффициент подавления /5„). ы2 График зависимости Щ,, от вели шны Ь для — =0,5 8д 0.5 представлен на рис. 3.10. Максимальное значение углового отклонения лпнпп визирования будет прп т„=-1 и Ь вЂ” оо. Оно может быть найдено пз уравнения Рассмотрим теперь второй случай прицельной по частоте сканирования помехи, соответствующий неравенству !3.21).
Как следует из 13.18) и (3.19), в этом случае фаза является линейной функцией времени 9'о 1т) = 111п — Ххс) т+ 9 Так как йн — к1с<" М1и, а Лтги=2кЬйи иктеет величину порядка единип герц, то эта функция будет медленно меняющейся. 8 йа,к + ы и гль Рис. 3 !О Зависимость угловой ошнини сопровождения пели от отношения помеха/сигнал прн действви прицельной по частоте ~ в, сканировании помехи ! — =.0,5) . 1,в,м = Величина !р'и, как известно, определяет положение фиктивной цели. Изменение гр'„пороткдает перемещение фиктивной цели !Цм на рис. 3.!1), что, в свою очередь, Рпс. 3.! !.
Положение истинной п фиктивной целей в картинной пло- ~ кости. !!! приведет к смещению оси равносигнальной зоны (О' на рис. 3.!1), поскольку система должна автоматически отработать условие баланса фаз 'р и —. т'с — 13О . Следовательно, ось равносигиальной зоны, отклонившись от направления на цель на угол 8, будет вращаться вокруг этого направления, образуя поверхность конуса. 3.4.
Помехи, заградительные по частоте сканирования Помехи, прицельные по частоте сканирования, могут быть созданы лишь в том случае, если с точностью, определяемой полосой пропускания подавляемого координатора (спстемы АСН), известна частота сканирования. Яг Я> 4 (г) 1 ~,(т) Рис. 3.!2. Принцип создания помехи, ааградитецьноа по частоте сианировании.
Практически при подавлении РЛС со скрытой частотой сканирования !сканирование только приемной антенны) значение последней неизвестно. Это вынуждает переходить на заградительную помеху, обеспечивающую возможность противодействия в некотором диапазоне частот сканирования. Различают два способа формирования помеховых сигналов, заградительных по частоте сканирования: — амплитудная модуляция несущей низкочастотным шумом с непрерывным или дискретным спектром, перекрывающим некоторый диапазон возможных частот сканирования систем АСН; — амплитудная модуляция несущей синусоидальныхт напряжением, частота которого последовательно изменяется в диапазоне возможных частот сканирования 1«скользящая помеха»).
1и4 Помехи обоих видов в принципе могут быть созданы так же, как и прицельные, т. е. с помощью нескольких каскадов усилителей-ретрансляторов, в одном из которых осуществляется модуляция напряжениями $, или $в н зависимости от того, каким из двух указанных способов создается помеха (рис. 3.12). ваМ Рнс. 3.13. Спектр огибающей шумовой помехи, за- градительной по частоте сканирования Для помех первого вида модулирующее напряжение ~~(1) представляет собой низкочастотный шум, спектр которого перекрывает диапазон возможных частот сканирования .М2п (рис.
3.13). Модулирующсе напряжение Рис. 3.14. Закон изменения частоты в случае создания заградительной по частоте сканирования помехи скользящего типа. ~,(1) может также представлять собой набор синусоид, частоты которых отличаются друг от друга на величину, равную (или меньшую) полосе пропускания подавляемого устройства Ль)к, а число их М выбирается пз усло1О вЂ!057 145 вня перекрытия диапазона возможных частот сканирования У =- — — ", (3.36) Аг) 1. Помехи второго типа могут быть созданы путем периодического изменения частоты помеховой модуляции Ят) в диапазоне возможных частот сканирования, например, по пилообразному закону (рис. 3.14).
Шумовые заградительные помехи на частоте сканировании Рассмотрим воздействие низкочастотного шума на систему АСН с коническим сканированием, Будем считать, что модулнрующпй шум стационарный. Это позволит нам представить его в виде совокупности синусоидальных колебаний, амплитуда У; которых определяется эффективным значением шума: Ь,(1)=~'и,(()с !а,( — рг(()(, (33» где У;(1) и грг(() — медленно меняющиеся функции времени (по сравнению с соз ь1!1); М определяется соотношением (3.36). Правильнее в данном случае следовало бы считать, что модулируюшее напряжение фактически представляет собой сумму гармонических колебаний одинаковой амплитуды, но различных по частоте, причем разность смежных частот равна о!ь1, Сигнал, модулированный по амплитуде одновременно несколькими гармоническими колебаниями разной частоты ь)ь может быть представлен следующим образом: га!!)=и.~!Ч-~ ..
- ро;! — г>1"". г=! где ӄ— амплитуда модулируемого колебания; пч„! — коэффициент модуляции, обеспечиваемый г-й составляю!цсй модулирующего шума. Нб На входе антенны подавляемой РЛС будем иметь ~.„,=~.(1)+~ (1) где и, (1) = Ь'ье' У,, -- амплитуда сигнала. 1-!а выходе приемника с учетом тех же допущений, которые сделаны при анализе воздействия прицельных помех, получим л У,„„„ь=-кУ, 1+Ь+Ь~ т <соз(Я;1-- р~) Х ~=! :Х )1+т, соз(Я,1 — р,)) е где На выходе фильтра сигнала ошибки (селективного усилителя) будут только гармоники, частота которых отличается от частоты сканирования пе более, чем на полосу пропускания фильтра (селектпвного усилителя).
Для простоты будем считать, что спектр модулирующего шума имеет нижнюю п верхнюю частоты, определяемые равенствами: 1х, „„= й(хя, (3.38) 1)яяяе — 21)а й~к. (3.39) Данное ограничение не является принципиальным, в то же время оно значительно упрощает анализ, позволяя исключить из рассмотрения комбинационные частоты, образующиеся прп взаимодействии сигнала и помехи (т.
е. все составляющие с частотами 1з,+Й; и й,— Й; при выполнении условий (3.38) и (3.39) не будут проходить через фильтр сигнала ошибки). Тогда на выходе селективного усилителя с учетом введенного ограннчеиия и условия (3.3б) будем иметь напряжение и,, = к,1(1+ Ь) ш„сов(0,1 — у,)+ Ьт„~ соя(0„~1 — — ~р~)), где кэ — некоторый постоянный коэффициент; 10* ыт Йы — частота помеховой составляющей, прошедшей через селективный усилитель, причем На выходе фазового детектора, выполняющего функцию умножения сигнала ошибки па опорное напряжение и усреднение полученного произведения, имеем ифа — — кое ((1 + Ь) шс соарес + Ьтя~ сов [(Яв~ Вс) 1 — 9ф.
Следящая система стремится к тому, чтобы обеспечить равенство нулю напряжения на выходе фазового детектора иф„=О. Для этого, как было указано выше, должно выполняться условие баланса амплитуд (! + 8) и, =- ~т у (3.40) р„= ф, -~- 180', где (3.4!) Фп = (Йпк — ыс) т — 9о ь Шс = ШЯ~ ! '1+ Ь' (3.42) Если бы модуляция осуществлялась одновременно М гармоническими колебаниями с постоянной амплитудой, то при общей стопроцентной модуляции и фиксированной мощности передатчика коэффициент модуляции, отнесенный к одной гармонике, был бы одинаковым для всех составляющих модулирующего колебания и рав- нялся 1 и =-т яя = — и = (3,43) 148 Выражение (3.4!) показывает, что ~р, является медленно меняющейся функцией времени, вследствие чего точка, соответствующая положению ложной цели, будет перемещаться, что приведет к перемещению равносигнальной линии относительно направления на цель.
Величины йм н ср; являются случайными, поэтому закон перемещения антенны также будет случайным. Величина ошибки сопровождения определится математическим ожиданием коэффициента модуляции т,. Из (3,40) Для модуляции низкочастотным шумом это рассмотрение является приближенным„однако существо процесса в основных чертах сохраняется, если потребовать вместо равенства амплитуд равенства эффективных значений гармоник модулирующего шума. Подставляя (3.43) в (3.42) с учетом (3.36), получим окончательную формулу для гп,: =~'~ —:яЛ (3.44) Сравнивая (3,44) с (3,26), убеждаемся, что эффективность рассматриваемой заградительной помехи по сравне/'са. нию с прицельной помехой в у — раз ниже, Физически У аа» это объясняется уменьшением эффективного коэффициента модуляции ш, составляющей, которая попадает в полосу пропускания координатора Ль)к.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
