Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы противодействия и радиотехнической разведки. М., Сов. радио, 1968 (1083408), страница 17
Текст из файла (страница 17)
2.4. Особенности подавления широкополосных РЛС с кодированием Широкополосные РЛС с кодированием возникли в связи с проблемой увеличения разрешающей способности по дальности с одновременным увеличением или сохранением дальности обнаружения малоразмерных пелей.
Рис. 2.11. Импульсы на входе (тн) и выходе 1т,) оптимально~о приемника РЗ!С с кодированием сигналов. Увеличение разрешающей способности по дальности в принципе может быть достигнуто двумя способами. Первый классический способ основан на уменыпении длительности зондирующего импульса т . Однако этот способ имеет существенный недостаток, заключающийся в том, что для сохранения дальности действия РЛС при уменьшении т, необходимо увеличивать импульсную мощность РЛС Рп. Увеличение импульсной мощности сталкивается с принципиальными и техническими трудностями, связанными с геиерировапием и передачей высокочастотных электромагнитных колебаний большой мощности. В настоящее время пределом импульсной 103 мощности является Р„порядка нескольких десятков мегаватт.
Второй способ увеличения разрешающей способности основан на специальном кодировании изпучаемого импульса относительно большой длительности т„и соогветствующей (оптимальной) обработке принимаемого сигнала в приемном устройстве РЛС, обеспечивающей сжатие этого импульса до длительности т„,, (рис. 2.! !). В системе со сжатием импульсов генерируется и пе-,' редается кодированный импульс, имеющий длительность,' т, и ширину спектра частот Л1„, причем тЩя» !.
После соответствующей обработки в приемнике возникают ко- 1 роткие импульсы длительностью т„,= — <~ ч,. и — аг Импульс длительностью т„, на выходе приемника определяет разрешающую способность РЛС, Энергия сигнала определяется импульсной мощностью излучаемого импульса и его длительностью т,. Таким образом обеспечивается возможность увеличения энергии сигнала за счет увеличения длительности импульса т„ без ухудшения разрешающей способности по дальности.
Отношение йг = — '" носит название коэффициента 4м к компрессии (сжатия). Следует иметь в виду, что при заданной средней мощности передатчика РЛС второй способ увеличения разрешающей способности РЛС (кодирование) не приводит к каким-либо особым энергетическим выигрышам по сравнению с первым (пропорциональное увеличение мощности с уменьшением длительности импульса). Более того, вследствие потерь при компрессии во втором случае будет иметь место некоторый энергетический проигрыш по сравнению с прямым методом — увеличением энергии импульсного сигнала.
Однако за счет возможности значительного расширения спектра и увеличения средней мощности широкополосные РЛС имеют более высокую помехозащищенность. Примером подобного рода устройств может служить система с внутрпнмпульсной линейной частотной модуляцией [25].
В этой системе несущая частота излучаемого импульса длительности т,, изменяется по линей- 104 ному закону в некотором диапазоне частот (рис. 2.12). На приемной стороне сигнал пропускается через оптимальный фильтр, обладающий дисперсионны. ии свойствамн. Примером такого фильтра в принципе может служить волновод, у которого, как известно, групповая (фа- 1 зовая) скорость распро- ! странения волны ю„зависит от частоты.
Приведенная на рис, 2.12,б дисперсионная характеристика фильтра обеспечивает более быст- а) рое прохождение (меньшее время запаздывания) ! высоких частот спектра ! сигнала. В сочетании с законом изменения несущей частоты генерпруемого импульса, показан- 1 й.) иым на рис. 2,12,п, зто Рнс. 2.)2. Закон изменения несу- дает в принципЕ возмож. шей частоты зоидируюизесо вялость сжатия (компрее иузьса (а) и дисоерснонная ха- ряктерисзика оптимального филь- спи) импульса на выходе тра РЛС с внутринмпузьсной мофильтра (линии) до не- дуляннсй (б).
которой длительности та н=т„(М, где йр))1. Покажем, что при заданной спектральной плотности шумового помехового сигнала отногпение мощности полезного сигнала к мощности шума на выходе линейной части приемника остается одинаковым для обычной импульсной РЛГ и широкополосной РЛС с кодированием, если их средние мощности одинаковы и одинаковы разрешаюшпе способности.
Ограничимся рассмотрением наиболее простого для анализа случая фазоманипулированного сигнала (рис. 2.13,а). Если сигнал с амплитудой ии, манипулированный по фазе так, как показано на рис. 2.13,а, подать на линию задержки с )ты=7 отводамп, в некоторые из которых (4, 5 и 7) включены фазоинверторные пепи, то в силу когерентности сигналов и пх синфазности только !О в течение времени т,,/Л' иа выходе сумматора 1рис. 2.13,6), подключенного к этим отводам, в первом приближении получим импульс длительностью т„/йГ и с амплитудойи„1~У.
После сумматора свернутый импульс поступает на вход оптимального для данного импульса фильтра. Нетрудно заметить, что в результате рассмотренного преобразования энергия свернутого импульса, реализуемая в сопротивлении 1 ом, равна энергии входного сигнала Е = и'ъ)2. Могцность в свернутом импульсе равна и'=У12. Импульс точно такой же мощности и длительности (энергии) можно получить прп заданной средней мощности непосредственно путем увеличения скважиости РЛС в И раз за счет соответствующего уменыпения длительности импульса и увеличения его амплитуды.
Длительность импульса необходимо уменьшить в й, а его амплитуду увеличить в 1 М раз. Таким образом, и в том и в другом случае иа вход оптимального фильтра, нкшоченного после сумматора, поступают импульсы одинаковой длительности. Поскольку полоса оптимального фильтра в обоих случаях одна и та же, то в силу некогерентного сложения будут одинаковыми мощности шумов и отношения мощностей сигналов к мощностям шумов на выходах фильтров. Отсюда непосредственно следует вывод о энергетической эквивалентности в отношении подавления шумовыми помехами РЛС с кодированием и обычных импульсных РЛС, если они имеют одинаковые средние мощности, оптимальную ооработку сигналов в приемно-индикаторном тракте н одинаковое время облучения цели. Необходимо отметить, что этот вывод является прямым следствием теории обнаружения.
Приведенные рассуждения позволяют произвести оценку коэффиппента подавления шумовыми помехами широкополосных РЛС с кодированием. Согласно данному ранее определению под коэффициентом подавления понимается минимально необходимое отношение мощности помехи к мощности сигнала в пределах полосы пропускания линейной части приемного устройства, в данном случае оптимального фильтра. Мощность сигнала 1Об ьаэаманипулиаппан«ьа аадиаимпульс г я у Услабнсс иэпбаамение Сваэаманилулааабаннага импульеа а) 2 ~с= ик 2 ш иш! =ишг =... = '~(— ш — ш , ~7(эс ик исэ = иск = ...
= ~( б ((н ив эе Рээс. 2.13. Схема процессе обработки импульсов в оптимальиом приемном устройстве (а) и фуикциояальпая схема устройства цля сжатия (б) 107 гуь атб лиээии и 3 у (-) б ('-) б 7(-) — — импульсь на а*шаде + атбаааб леонии +~ .ь~ к и — — — т к Б и„— на входе РЛС с кодированием будет определяться мощностью несвернутого импульса амплитуды и„. Поскольку мощность несвернутого (длинного) импульса в Л' раз меньше мощности свернутого (короткого) импульса, то в силу установленной ранее энергетической эквивалентности коэффициент подавления широкополосной РЛС с кодированием будет в .М раз больше, чем обычной импульсной РЛС с той же средней мощностью н с той же разрешающей способностью.
Практически в силу пеидеальности операции свертывания импульса коэффициент подавления будет всего в (0,6 — 08)Х раз больше, чем коэффициент подавления соответствующей импульсной РЛС. Потребный же энергетический потенциал передатчика шумовых помех останется неизменным, если не изменяется средняя мощность РЛС прп кодировании н спектральная плотность шума постоянна. Действительно, отношение мощности помехи к мощности сигнала на входе РЛС с кодированием равно Р,,би 4л „Ь~„г — В-" — ". у., Р,або ~ц аР'~ где Р,„— мощность в импульсе РЛС с кодированием.
Поскольку Р ~ уэгх — 4 в где Р„„— мощность эквивалентной импульсной РЛС, то А„будет в У раз больше, чем отношение мощности помехи к мощности сигнала на входе эквивалентной импульсной РЛС: Р,,6„4~~, Ь|„,, и й.= Р, —,„0-',",', У' Однако ввиду меньшего в М раз коэффициента подавления обычной импульсной РЛС потребный энергетический потенциал передатчика помех Р„б„при прочих равных условиях в обоих случаях останется неизменным.
В том случае, когда равны импульсные чощносгн РЛС с кодированием н обычной импульсной РЛС с такой же разрешающей способностью, потребный для подавления РЛС с кодированием энергетический потенциал передатчика помех увеличивается .в Ф раз (пли более точно в (0,6 †: 0,8)Х раз). 108 2.5, Типовые блок-схемы станций шумовых помех Блок-схема станции шумовых помех импульсным РЛС изображена на рис.
2З4. Сигналы подавляемой РЛС принимаются антенной Л1, усиливаются в разведывательном приемнике РП и поступают на схему запоминания частоты СЗЧ, где на определенное время 1в запоминается несущая частота подавляемой РЛС. Схема запоминания частоты управ- н, рл сз Инйии и 1 (регитир Уира Рис. 2.14 пион.сьена стиинин ш1новьм номе, имн1иьсным РЛЦ. ляет блоком подстройки передатчика помех БПП, с помощью которого непосредственно сам передатчик настраивается (генератор Г) на несущую частоту подавляемой РЛС. С выхода разведывательного приемника сигналы поступают на схему индикации и регистрации, служащую для их анализа и определения вида модуляции. Последняя реализуется модулятором М. Излучение помехового сигнала осуществляется переда ю щей а нте ни ой А,.
Приемная и передающие антенны (А, н Ав) в станциях радиоразведки и помех могут иметь круговую поляризацию, в силу чего коэффициент уи в формулах протпворадиолокацпи равен; у„=0,5. Диапазонность антенн оценивается шириной полосы пропусканпя, отнесенной к средней несущей частоте. Разведывательный приемник (РП) служит для усиления принимаемых сигналов. В зависимости от назначения станции помех он выполняется либо по схеме прямого усиления, либо по супергетеродинной схеме. Схема запоминания частоты (СЗЧ) запоминает несущую частоту подавляемой РЛС на заданное время.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
