Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 77
Текст из файла (страница 77)
С точностью до коэффициента и членов второго порядка малости весовой вектор (30) определяется из соотношения однако, частным случаем экспонвнциальной корреляционной функции р (т) = =- р (т) = е а!з1, когда р (нт) = ра. С точностью до числового множителя матричное уравнение (ЗО) эквивалентно бесконечной системе линейных уравнений йг+Рйз+Рз й,+Р' йз+ Рз йь+ ... =1, Рй +й ррй (рзй (Рзй ! 0 Рз йз+Рйз+ йз+ Рйз+Рзйь+ ° .. =-О, Рз йг+ Р из+ Рйз+ йз+ Рйь+ ° ° = О, Рзй лгРзй,з Рзй .( Рй ! й Вычисляя разности предыдущего и умноженного на р последующего уравнения, перейдем и системе: йз(! — Рз) =1, й,р  — Рз)+й,(1 — рз)=О, й з Р' (1 — Р') + и з Р (1 — Р') + й, (! — Рз) = — О, йгр (1 — р)+йзр (1 — р)+йзр(1 — р)+йв(1 — рз)=0, Отсюда йз.= — рй» йз = йз = йь = "= О.
Лаже при неограниченном числе доступных для совместной когеренгной обработки периодов для зиспоненциальной корреляционной функции помехи оптимально поэтому только однократное ее череспериодное вычитание. Последний вывод относится однако только к рассиатривавной модели эксаонвнциальноа корреляционной функции, характерной в случае ограничения принимаемых нолебаний и сигнала Хг принятого вида (т. е., например, не вида !! 010...0 !! ). Чвм ближе корреляционная функция (рис.
2пб) к колокольной, твм болыиая кратность компенсации приносит полезньш" эффект. Многократная компенсация достигается с использованием ультразвуковых линий задержки. Перспективной при высокой кратности компенсации оказывается цифровая обработка. Используют иногда корреляционно-фнльтровую аналоговую обработку с выделением (путем стробирования) отдельных участков дальности. В интересах режекции пассивной помехи может использоваться схема обработки, видоизмененная по отношению к показанной ранее на рис. 9.22.
Видоизменение сводится к отказу от разделения по частотным каналам после первоначального стробирования по времени. В каждом временном канале ставится свой фильтр сосредоточенной селекции — подавления доплеровскнх частот помехи. Подобные схемы эффективны при высокой корреляции помехи. Многоканальность (по времени прихода сигналов) усложняет, однако, их реализацию по сравнению с одноканальными схемами обработки.
С развитием методов цифровой обработки можно идти и по другому пути, вводя многокана ьные устройства когерентного накопления (равд. 9.7), рассчитанные на диапазон однозначно измеряемых скоростей целей. Спектр пассивной помехи дополнительно подавляется при этом за счет использования рассмотренных в равд. 9.9 весовых функций при несущественном рассогласовании обработкив отсутствие помехи.
24.8. Скоростные характеристики компенсационных устройств сепекцнн движущихся цепей Проведенный синтез устройств селекции движущихся целей (СДЦ) конкретизировался для двух случаев когерентной компенсации: с некогерентным накоплением и с когерентным накоплением. Практическая значимость устройств с некогерентным накоплением определяется относительной простотой их реализации при однозначном измерении дальности. В данном разделе ограничимся поэтому анализом скоростных характеристик бег учета когереятяого накопления. Отраженные пачечные сигналы обычно имеют ограниченную протяженность и являются когерентными. Взаимные сдвиги фаз радиоимпульсов пачки неслучайным образом зависят от радиальной скорости движения цели.
Скоростная характеристика — это зависимость 10 (Ьу )! амплитуды сигнального напряжения на выходе устройства весового суммирования от приращения радиальной скорости по отношеяиго к ожидаемой. Справедливо выражение м 0(Ьч,) =,'» 7,(Ьч,) Йг, (21.33) !=о аналогичное (20.24). Результаты внутрипериодной обработки 21 (Ьнг) различаются фазовыми множителями ехр ( — 14л/ьбг1/с), где Ьгг = Ьч„(11 — /ь) — приращения истинных дальностей по отношению к ожидаемым. Иначе,.
Те (Ьч„') = ехр [ — /2лЬРд (11 — 1ь)) . Здесь ЬРн = 2/еЬч„ /с = — 2Ьч„ /йе — приращение доплеровской частоты. Разновидности амплитудно-скоростных характеристик зависят от распределений: — весовых множителей Й1; — моментов облучения 11 = 11 т + Т1, гДе Т1.= Т = сопз! при периодическом зондировании и Т1 —— чаг при непериодическом. Для неадаптивного однократного череспериодного вычитания (М = 1, Йь= — Йь= 1): [ 0 (Ьч„) 1=- [! — е д ~ =-2 ! Нп (лЬРд Т) 1; (21. 34) для двукратного вычитания (й( =- 2, Йе = — Й,/2 = Йг — — 1, Т1 = Т = = сопз1): [0(Ьчг) [=-(1 — 2е ' и +е " (= — 4з!п'(лЬРд Т). (21.35) При двукратном вычитании с чередованием интервалов между посылками возможны две ситуации: когда интервал между последним и предшествующим импульсом равен Тз и когда он равен Ты При М = — 2, Й, = Йз = — Йг/2 в обоих случаях справедливо выражение [0(Ьуг) [=! 1 — 2е д 'з+е д( г з)1, которое преобразуется к виду [гг6+2 соз [2лЬРв (Т + Тз)) — 4 соз (2лЬРд Тг) — 4 соз (2лЬРл Тз).
(21.36) Лмплитудно-скоростные характеристики (34) — (36) показаны на рнс. 21.14. Характеристики рис. 21.14, а, б соответствуют однократному и двукратному череспериодному вычитанию при периодическом зондиронании. При двукратном вычитании характеристика рис. 21.14, б имеет более глубокие провалы, чем при однократном рис. 21.14, а, обеспечивая лучшее подавление помехи при разбросе радиальных скоростей отражателей. За счет этого несколько расширены области глубокого подавления полезных сигналов (зоны гслепыхь скоростей). Характеристика рис. 21.14, в, относящаяся к двукратному выаитанию при чередующихся интервалах между радиоимпульсами, построена для отношения Т,/Тз = = 6/7.
Области глубокого подавления реже заполняют ось радиальных скорос- 13* 387 г'т г/г Ф/Т 3гд (У/а и„)! й~'Т Ага йг а бг,гг тей, чем на рис. 21.14, б. В интервалах между этими областями наблюдаются участки слабого подавления. Оптимальные амплитудно-скоростные характервстнки по ряду причин могут отлячаться от характеристик рис. 21.14 в меньшей или большей степени.
Если, например, !р! м-'- 1, то нулевые провалы характеристик р и ис, 2!.14, а заменяются минимумами оптимальной амплитудно-скоростной характеристики. Оптимальные характеристики заметно отличаются от представленных при рас. щеплении спектра пассивной помехи на рис. 21.2, г. Каждый из провалов характеристик рис. 2!.!4 должен расщепиться при оптимальной обработке. Возможности реализации подобных характеристик возрастают по мере повышения кратности вычитания и Качества адаптации к помеховым ситуациям (с . р д.. ).
21.9. Коэффициенты использования энергии, выигрыша н подпомеховой видимости ногерентных сигналов на фоне помех с временной корреляцией Вы ажения (20.35), (20.39) коэффициентов использования энергии и выигрыша распространяются на случай селекции движущихся целей. х р ыражения к обзорным радиолокаторам с аналоговой обработкой ограничивается часто сложностью параллельного обзора радиальных скоростей целей, реализующего и теи о циальные возможности. В ряде случаев интересуются только выигрышем, пей по отношекоторый дает . " дает межпериодиая обработка с когерентной компенсац " сигнал — помеха нию к в! взутрипериодной, Частное энергетических отношений с на выходе и входе устройства линейной межпериодиой р об аботки называют козффицивигаом подпомвховой видимостли К„=(Р,/Р„).„„.: (Р,/Р„)„..
При линейной весовой обработке К ~ Хтнь 1з/М((тт 1(в) (т т Н)/2) !(~сХХ т 1(/Н тФ1! (21 37) В б , учае нелинейной обработки коэффициентом подпомеховой видимости о щем случа иазэшают величину, пока ы оказывающую, во сколько раз можно увеличить интеи 388 ность помехи на входе приемника, включая устройство межпериоднай обработ- ки, не изменяя при этом показателей качества обнаружения.
Пример 1. Вектор когерентного двухимпульсного сигнала определяется выражением !4птгг/ха (1! Хт= 11 1 е " 11. Корреляционная матрица помехи имеет вид Ф= . Р!(, [[Р И' пРичем агй Р =- 4 ЯчгнТ)Л„где чгп — пеРеноснаЯ РадиальнаЯ скоРость пеРе- мещения мешающих отражателей. Весовой вектор (( оптимизирован примени- тельно к приему одиночного радиоимпульса Хт = !! 1 О!1, В соответствии с примером 1 равд.
21.7 имеем ((т = 1! 1 — Р" !1. Подставляя приведенные значения в (37), получим Кпв = [2/ (! — [ Р [ ) [ (1 — [ Р [ соз [4п (чг — чгп) Т/Ле[[ ° (21 . 38) Значение Кпв согласно (38) изменяется от 2!(1 + )Р!) при слепых скоростях цели чг =- ч,п+ тЛе'2Т до 27 (1 — !Р!) при оптимальных скоростях тг =- тгп-',— + (2 и+1) Ле!4 Т, т= О, 4- 1, 1.2, ... Выигрыш возрастает по мере увеличения межпериодной корреляции помехи, т.
е. с приближением !Р! к единице. При полной оптимизации обработки для любой скорости цели значение Кн„> 1 даже для слепой скорости цели. Пример 2. )(ля когерентного двухимпульсного сигнала примера 1 весовая вектор-стро— 74пт, т(Х ка Пт =- 11 1 е гн '1! обсспечивает введение сдвига фаз в компенсирующее напряжение в соответствии со средней доплеровской частотой мешающих отражений, но не учитывает абсолютного значения межпериодного коэффициента корреляции !Р(.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
