Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 76
Текст из файла (страница 76)
Схема обработки рис. 21.9 применима и в этом случае. Гребенчатый фильтр подавления заменяется однако более простым полосовым режекторным фильтром. Если полоса режекции расположена вне полосы частот полезных колебаний, а фильтры накопления обладают высоким подавлением за пределами этой полосы, надобность в специальном режекторном фильтре отпадает. Скоростная селекция обсуждалась пока применительно к фильтровому методу обработки.
Наряду с фильтровым используют корреляционно-фильтровой метод (равд. 9.7), при квазинепрерывном излучении в частности. Схема согласованной обработки для этого случая приводилась на рис. 9.21. Ее оптимизация в условиях воздействия по- меховых колебаний сводится к включению фильтра режекции этих колебаний. Как и при немодулированном зондирующем сигнале, такой фильтр может быть в некоторых случаях опущен. Остановимся на случае очень высокой частоты следования радио- импульсов, обеспечивающей однозначное измерение радиальной скорости полезных и мешающих отражателей. В этом случае отказываются иногда от селекции по дальности, при синтезе простейших авиационных координаторов в частности.
Это упрощает обработку при несильном нарушении оптимальности обработки: период следования радиоимпульсов близок к разрешающей способности по дальности. Все устранение помех от подстилающей земной поверхности возлагается главным образом на высокоэффективную скоростную селекцию. Последняя, естественно, теряет эффективность, когда ослабляются различия радиальных скоростей мешающих отражателей и цели.
В авиационных координаторах это соответствует случаю, когда мешающие отражения приходят перпендикулярно продольной оси самолета с радиолокатором, а цель движется в том же направлении и примерно с такой же скоростью, что и этот самолет. Успех нли неуспех скоростной селекции связан в этом случае с уровнем боковых лепестков антенны самолетного радиолокатора, т. е.
с достигнутым качеством угловой селекции. 2т.б. Скоростная селекция в импульсных радиолокаторах с однозначным измерением дальности в каждом периоде посылки Не прибегая к приближению небелого шума, воспользуемся моделью корреляционной функции помехи примера 1 равд. 21.2 Ф (1, в) = й(в б (1 — з) + Х в (1) Х"в (з) р (1 — з)/2. за~ Модель относится к числу нестационарных и требует специального рассмотрения; спектральная ее трактовка пока что затруднена. Функция Х,к (~) описывает огибающую пачки коротких взаимно когерентных радиоимпульсов, так что м Х.~ (() = ,г А, Х, (( — (,), (21.24) !=1 Ф(( а) Л!~б(( з)+ ~ч'„А'А Р!гХо(1 (!) Х~(а (л)12~ (21 25) Г, р=! где А; = А (~!), р!р — — рг (г! — 1а).
Имеется в виду, что функции рг (т) и А (г) мало изменяются на протяжении длительностей импульсов. Когерентный сигнал от цели представим в отличном от (24) виде (21.26) ! (~) ~~.! '!» ~0 (~ ~!) Введение независящих от времени коэффициентов Х! (26) оправдано, если длительность используемой для обработки когерентной части отраженного сигнала меньше длительности облучающей пачки импульсов. Здесь также учитываются соображения о решениях уравнения (8.10), приведенные в равд.
20.3 в связи с обоснованием схемы рис. 21.10. Оптимальная весовая обработка принимаемых колебаний определяется известным выражением (5.17). Оптимальная весовая функция й (г) находится как решение интегрального уравнения (5.20). В рассматриваемом случае — это уравнение с вырожденным ядром ~(25). Левая его часть сводится к линейной комбинации входящих в ядро функций Х, (! — г!). Решение можно искать также в виде линейной комбинации этих функций (21.27) Подставляя (25) — (27) в (5.20), умножим обе части равенства на Х* (! — !!).
Интегрируя по г и используя условие неперекрытия коротких радиоимпульсов в разных периодах посылки, найдем систему линейных уравнений для неизвестных скалярных коэффициентов тс!: (21.28) ',~~ Ф!,)т!=Х, (!=1, 2, ..., М). !=1 Здесь (21.29) Фм =)Уоб!!+3о А! А! Р!! в свою очередь 3, — энергия импульса, б;, — символ Кронекера.
Вводя вектор-столбцы 1с = (()с!'5, Х = (!Х!)! и комплексную корре- 382 ляционную матрицу помехи Ф = 11Ф;111, систему скалярных уравнений (28) сведем к векторно-матричному ФК=Х. (21.29а) Его решением является весовой вектор-столбец Р = Ф-1Х, (21.30) составляющие которого и определяют коэффициенты (27). Весовой интеграл после подстановки (27) сводится к весовой сумме Х= ~ Х,КУ 1=~ (21.31) результатов Х~ внутрипериодной когерентной обработки в различных циклах зондирования Х1 — — — ~ У (Г) Х* (à — (,) Ж. (21.32) уо, ОЭ Рис.
21Л2 383 Они могут вырабатываться согласованным с одиночным радиоимпульсом линейным фильтром последовательно во времени. Межпериодная весовая обработка (31) в общем случае сводится к межпериодному когеренп1ному накоплению, к межпериодной компенсации и к межпериодному нормированию. Если даже когерентное накопление не предусматривается, межпериодная обработка необходима для подавления помеховых колебаний. 1л Вариант обработки при периодическом зондировании представлен на схеме рис.
21.12. Предусмотрены: фильтр СФОИ, согласованный с одиночным радиоимпульсом; линия задержки одиночных радиоимпульсов с отводами, работающая на промежуточной частоте; каскады введения весовых коэффициентов г(1*, ' сумматор; амплитудный детектор. Вместо радиочастотных могут йспользоваться (видеочастот- ные (цифровые или аналоговые) линии задержки, потенциалоскопы и, наконец, приборы с переносом заряда и зарядовой связью, в которых используется дискретизация сигналов по времени без дискретизации мгновенных значений. Когерентная обработка в видеочастотном диапазоне проводится с использованием двух квадратурных подканалов.
Схема рис. 21.12 может быть обобщена на случай непериодического зондирования, если предусмотреть коммутируемые от периода к периоду дополнительные элементы задержки. При использовании потенциалоскопических приборов коммутация заменяется непериодическим развертыванием электронного луча. По описанным в гл. 12 соображениям наивысшее качество подавления пассивных помех обеспечивается при переходе к цифровой обработке с достаточно большой разрядностью.
24.7. Примеры синтеза простейших устройств компенсации применительно к различным моделям пассивных помех при однозначном измерении дальности При синтезе используются: модели спектров и функций корреляций пассивных помех (пример 5 равд. 21.2 в частности); практические соображения о числе циклов зондирования М, на протяжении которых проводится когерентная обработка. В этой связи представляют интерес два случая синтеза: когда число М заранее ограничено (М = 2, 3, 4 и т. д.) и когда М неограничено. Рассмотрение проведем на примерах. Во всех этих примерах полезный сигнал считается слабым по отношению к помехе и когерентным только в одном первом периоде посылки (номер периода может играть роль, но на этом не останавливаемся).
В соответствии с (8.10) это позволяет считать квазиоптимальным некогерентное накопление результатов когерентной обработки одиночных сигнальных радиоимпульсов на фоне коррелированной помехи. Предположение о стационарности последней здесь, как и в равд. 21.6, не вводится. Пример 1. Доступная для использования когерентность пассивной помехи ограничивается двумя периодами посылки (М =- 2). Полезный сигнал когерентен в одном периоде Т, сигнальный вектор Х' = )!1 0'8 содержит поэтому только один ненулевой элемент. Корреляционную матрицу суммарной помехи с элементами (29) представим в виде Ф = оз!! ~~, где р — комплексный коэффициент ~~! р межпериодной корреляции.
В отсутствие дестабилизирующих факторов агя р = 2лгдТ, где г"„— доплеровская частота. Подставляя приведенное выражение в (30), с точностью до коэффициента находим весовой вектор Поэтому Х= ~ Х,)с! =Х,— рХм ! 1 384 7727' зечка 7- -> а) Рис. 2133 При близких к единице значениях ) р ! обработка сводится к сравнению с порогом модуля разности Х, — Х, ение ф =- Х,— Х; == Л, (1). — 2(, 1 — 4а 1 — а 1 м=- 1 — а 1 — 4а 1 — а 1 1 — а О, при этом Х=Х„+Х,— 2Х,=(Х,— Х,) — (Х,— Х,) =Ла(Г), что соответствует схеме двукратного череспериодного вычитания (рис. 21.13, б).
Схема синтезирована в пренебрежении взаимными сдвигами фаз помеховых колебаний в различных периодах посылки, не учтенных приведенным выражением элементов Ф;, корреляционной матрицы. Эти сдвиги, как и в примере 1, можно вводить ежепериодно в фазу гетеродиниого напряжения.
Пример 3. Вектор-строка сигнала имеет вид Хт = — 11 10...0 11 . Число М периодов нос> чки, доступных для когерентной компенсации помехи, неограничено. Корреляционная матрица помехи с точностью до коэффициента описывается выражением вида йр; !11, где р; ! — коэффициент корреляции значений помехи на интервале в 17' — й периодов посылки, описываемый (!7), (18). Ограничимся, 13 заю 2575 335 Она выполняется при агар = О устройством однокрагпного череепериодного вычитания рис. 21.13, а, подключенным к согласованному фильтру одиночных радиоимпульсов. С учетом преобразования частоты такое устройство применимо и при сдвиге фаз агд р ~ О, если этот сдвиг каждый период вводится в гетеродинное напряжение.
Сдвиг фаз ага р может быть учтен, наконец, непосредственно в схеме вычитания с помощью регулируемого фазовращателя. Пример 2. Имеется возможность использовать когерентность пассивной помехи в трех смежных периодах посылки (Л4 = — 3). Элементы корреляционной матрицы суммарной помехи описываются квадра-. тичной зависимостью Ф,, ж о' [1 — а (1 — 1)'), где а (( 1. Полезный сигнал когерентен всего в одном периоде, Хт = ~! 1 О О !!.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
