Teoria_i_tekhnika_obrabotki_radiolokatsi onnoy_informatsii_na_fone_pomekh (1021138), страница 78
Текст из файла (страница 78)
Из (37) получим Квь — — 2 Мп' [4я (уг — чгп) Т) Лз)!(1 — [ р [). (21.39) При оптимальной скорости цели значение Кпв оказывается таким же, как в случае оптимального выбора весовых коэффициентов, зато при слепой скорости цели оно падает до нуля. Пример 3. Модуль коэффициента корреляции )Р) примера 2 описывается зависимостью е-", где а — малое вещественное число. Скорость цели оптимальная нг=ч е + +(2 гл + 1) Л,/4 Т. Подставлял значение !Р) в выражение (39) и учитывая малость п, получим Кпв еа 2!а.
Пример 4. Заданы вектор-строка когерентного трехимпульсного сигнала Х" = 11 1 !4я гг т(Х !зят„т7Х е " ' е " ' 11 и корреляционная матрица помехи вида Рт Рзт Рт Рг Рзг Рг где рг---[Рг ! ехр ((4пчгп Т!Ло) Ргт =~ Ргт ( ехр (!8пчгп Т)Ле) — коэффициенты корреляции помеховых напряжений, разделенных интервалом в один и два периода посылки, Весовой вектор оптимизирует обработку для когерентной одноимпульсной посылки ((.= Ф вЂ” ' 1! 1 0 0!1 т, Вводя набег фазы за период ~рг — — 4п (тг — ч„п) ТгЛе, связанный с несовпадением радиальных скоростей нели и мешающих отражателей, а также вычис- 389 лЯЯ опРеделитель коРРелЯционной матРицы помехи (Ф(=1 — 2 !Р т(э — (Р .(з + + 2 ! Р71э ! Рзт1, иэ (37) получаем (Рг! — !Рэт! — 4(рг'1(1 — ! р и() соз~рг+ +2 (1 Рт! ! Рэт !) соз 2фг17 ~ Ф (.
(21. 40) Прммер 5. Модуль коэффициента корреляции )р! примера 4 описывается выражением вида е ( 1 1, где а — малое вещественное число. Значения (рг( и !рэг! соответ- (Ы 71* ствуют выражениям е-э и е а". Подставляя последние в (40) и полагая юг =- и, что соответствует оптимальной радиальной скорости движения цели, получим К„в яе 2Гаа.
Пример 6. Вектор-строка когерентного трехимпульсного сигнала и корреляционная матрица помехи такие же, как и в примере 4. Весовой вектор мт =- ,'1 1 — )4пчгпг)л 1зпчгпт7л (( — 2 е "и е "и ' обеспечивает введение сдвигов фаз в компенсирующие напряжения в соответствии со средней доплеровской частотой мешающих отражений, но не учитывает абсолютных значений межпериодных коэффициентов корреляции (Рт ! и )Ртт(. Подставляя исходные данные в (37), получаем див=8 з(па [4п(чг — Чгп) 77)е)l(3 — 4(рг (+~рэт !) (2! 41) Дла оптимальной скоРости цели н пРи (Рт! = 1, (Р 71 = 1 РезУльтат (41) близок к результату (40) оптимальной весовой обработки с зависящими от )Р 1, 1рэг! весовыми коэффициентами.
Для неоптимальных скоростей и при малых (рт(, (рзг( возможен проигрыш. Для слепых скоростей цели, в частности, согласно (41) Кпэ = О. 21.10. Простейшие методы адаптации устройств СДЦ к отдельным неизвестным характеристикам помехи Необходимым этапом оптимизации скоростной (как и угловой) селекции является частичное или более полное оценивание корреляционной матрицы помехи. Используемые методы селекции движущихся целей (СДЦ) связаны в той или иной мере с подобной оценкой. Ограничимся пока простейшими, но распространенными методами частичной оценки элементов корреляционной матрицы.
Оптимальное отношение весовых коэффициентов при однократном череспериодном вычитании составляет К = — )с,"Я," = — р (пример 1 равд. 21.7). Для оптимизации обработки следует оценить и учесть поэтому неизвестный элемент нормированной корреляционной матрицы суммарной помехи р. Если даже (р! = 1, величина агй р обычно не равна нулю. Причинами этого может быть межпериодное изменение начальной фазы: — зондирующих радиоимпульсов при независимом их получении от генератора с самовозбуждением; — отраженных радиоимпульсов при переносном движении пассивных отражателей с радиальной скоростью чью 390 При действии одного первого фактора можно приближенно счи тать р ж ецв — З1, где ~„~, — начальные фазы зондирующих колебаний в различных периодах посылки.
При действии второго фактора р ж е' "' " Для обеспечения равенства К = — р при ) р ~ = 1 решают поэтому две задачи: — исключают начальные фазы зондирующих колебаний из принятых сигналов каждого периода посылки; — выравнивают начальные фазы колебаний, отраженных элементами облака, перемещающимися с переносной скоростью (о чем упоминалось выше). Примером решения первой задачи является схема когерентно-импульсного радиолокатора на рис.
21.15, реализующего запоминание случайной начальной фазы зондирующего сигнала на промежуточной частоте. Она запоминается когерентным гетеродином радиолокатора в виде генератора с самовозбуждением. Для повышения качества фазирования генерация срывается после приема радиоимпульсов, отраженных от наиболее удаленных целей. Контур когерентного гете- родина подготавливается таким образом к приему информации о фазе зондирующего сигнала. Информация поступает во время зондирования: в контур подается преобразованное по частоте напряжение зондирующего сигнала. В процессе зондирования когерентный гетеродин отпирается, но до момента отпирания его контур работает в режиме вынужденных колебаний.
Возбуждаясь, когерентный гетеродин генерирует гармонические колебания своей частоты, сохраняя навязанную вынужденными колебаниями начальную фазу. Генерируемые колебания используются в качестве опорных при фазовом детектировании отраженных сигналов данного периода посылки. Разность начальных фаз ~„ — Ц исключается при этом с приемлемой точностью. Для решения второй задачи используют неавтоматизированную или автоматизированную компенсацию переносного движения отражателей относительно радиолокатора.
Однократное преобразование частоты (рис. 21.15) заменяется при этом двукратным (рис. 21.1б). Ре- 391 гулируя разность частот гетеродинов схемы рис. 21.16, можно свести ее к величине 2у„„!Х,. Набег фазы Лсро = 4пу„ТЬо за период посылки Т точно компенсирует тогда изменение фазы пассивной помехи 2п (2бг)с))е из-за перемещения отражателей по отношению к радиолокатору иа Лг = ч„иТ. Наряду с неавтоматизированной компенсацией относительного движения может использоваться автоматизированная. Необходимая информация о набеге фазы Лер„как и о начальных фазах зондирующих импульсов, содержится в отраженных помеховых колебаниях.
Значение р = ~р~ е т' вычисляется как коэффициент череспериодной кор- (де. реляции колебаний, отраженных некоторой совокупностью отражателей, а величина Лере = (4лу„ТЙе) + ~, — рз — как его аргумент. Сравнение фаз помеховых колебаний для нахождения последней величины может проводиться на протяжении нескольких или одного разрешаемого объема облака помехи. Чем больше объемов используется, тем точнее оцениваются параметры помехи, если они не меняются на протяжении этих объемов.
Полученная информация вводится в напряжение когерентного гетеродина (или принимаемого сигнала) не только при однократной, но и при многократной компенсации. Описанным методам присущи определенные недостатки, особенно существенные при многократной компенсации. Они связаны с неоптимальностью измерения н недостаточно полным учетом обратной корреляционной матрицы помехи*1. Представляют интерес поэтому и более сложные методы адаптации, когда весовые коэффициенты определяются на основе измерения и обращения корреляционных матриц.
21 11. Возможности построения адаптивных устройств СДЦ с оценкой прямой и обратной корреляционных матриц или оптимального весового вектора Оценивание корреляционных матриц и оптимальных весовых векторов В в случае временной корреляции не имеет особой специфики по сравнению со случаем пространственной корреляции. Как и для рассмотренных в гл. 20 случаев, можно выделить по крайней мере два подхода к построению устройств обработки. При использовании одного из них измеряется и обращается корреляционная матрица совокупной помехи Ф.
В результате находится вектор-столбец преобразованных комплексных амплитуд входных колебаний Ф ' т', определяющий результаты компенсации и нормирования. Вектор-столбец Ф ' т' обрабатывается в соответствии "1 При однократной компенсации, точном оценинании фазы и близких к единице ) р) описанные фазозые методы (и частности с использованием ограничении) не уступают амплитудно-фазоиым 111б). 392 с характером ожидаемого сигнала.
Получаемая весовая сумма 7 = ~Ф ' У1 Х" = У' К* — такая же, как и при оценивании весового вектора, хотя оценка К в данном случае не вычисляется. После первой ступени обработки— вычисления вектор-столбца Ф 'Т вЂ” в качестве второй ее ступени проводится суммирование в соответствии с вектор-столбцом ожидаемого сигнала Х, такое же, как и при полном отсутствии временной корреляции помехи. Это облегчает построение устройств обработки, многоканальная часть которых рассчитывается на некоррелированную помеху и может не быть адаптивной. В более простых одноканальных схемах обработки оценивание М'-элементной корреляционной матрицы Ф заменяется более простым оцениванием М-элементного весового вектора К. Любое оценивание проводится в соответствии с принятой моделью помехи.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
