Учебное пособие по системам СДЦ, страница 2

РЛС с низкой частотой повторения импульсов (большойскважностью) обладают большим интервалом однозначного измерениядальности и малым интервалом однозначного измерения скорости. Импульсно доплеровские РЛС, напротив, позволяют измерять скорость в большом7диапазоне, но интервал однозначного измерения дальности у них мал,следовательно, и число каналов дальности невелико (5 - 10). РЛС со среднейчастотой повторения импульсов не обеспечивают ни однозначного намеренияскорости, ни однозначного измерения дальности в требуемых диапазонах,однако совместное использование нескольких близких средних частотповторения позволяет расширить эти диапазоны.Необходимо отметить, что современные РЛС с СДЦ могут работатьпоочередно с различными частотами повторения импульса, поэтому целесообразно говорить о р е ж и м а х работы РЛС высокой, низкой и среднейчастотой повторения зондирующих импульсов.По способу обеспечения когерентности РЛС с СДЦ делятся на РЛС свнешней и внутренней когерентностью.

В РЛС первого типа когерентностьобработки пачки импульсов достигается благодаря совместному поступлениюна вход радиолокационного приемника сигналов движущейся цели и отраженийот неподвижного фона, в результате на нелинейном элементе - детекторевыделяется разностная частота Доплера в виде огибающей импульсов,отраженных движущейся целью. При временных пропаданиях отражений отфона пропадает и разностная частота, что требует запоминания фазы пассивнойпомехи. Недостатком РЛС с внешней когерентностью является расширениеспектра пассивных помех на нелинейном элементе, что ухудшает ихпоследующее подавление.РЛС с внутренней когерентностью делятся на Истинно - когерентные ипсевдокогерентные.

Истинно-когерентные РЛС излучают в пространствокогерентную последовательность радиоимпульсов, заполнение которыхпредставляет собой отрезки одного и того же высокочастотного сигнала,поэтому начальные фазы всех импульсов одинакова. Структурная схемаистинно-когерентной РЛС с низкой частотой повторения импульсовпредставлена на рис.

5.МПППУМУмнЧxmУмнЧx(m-1)ДЧГПЧФДИКОАДРФУПЧРис. 5Когерентность зондирующих сигналов определяется стабильностьюгенератора промежуточной частоты ГПЧ. Его частота Fпр умножается8умножителем УмнЧ в m раз и используется в качестве несущей. Усилительмощности УМ усиливает несущее колебание и с помощью сигналов модулятораформирует из него импульсную последовательность. Частота повторения импульсов задается делителем частоты ДЧ, связанного с ГПЧ. Принятый сигналчерез переключатель ППП поступает на смеситель, на второй вход которогоподается с умножителя частота Fпр (n − 1) .

ВыделенныйУПЧ сигнал промежуточной частоты переводится на видеочастоту фазовымдетектором ФД. Спектр сигнала на выходе ФД приведен на рис. 6 ,а.Заштрихованные пики принадлежат сигналу движущейся цели.F(f)а)fKp (f)б)0Fп2Fп3Fп4FпfРис. 6Оптимальный фильтр системы СДЦ рис. 3 при неизвестной доплеровскойчастоте становится многоканальным по этой частоте, однако ценой некоторыхпотерь в накопленном отношении сигнал-помеха можно отказаться отмногоканальности и перейти к некогерентному накоплению сигнала. При этомсигнал после РФ амплитудно детектируется в АД и все остатки режекциинекогерентно (по мощности) накапливаются на интеграторе либо на экранеиндикатора кругового обзора ИКО. Остатки режекции пассивной помехи будутвлиять в данном случае на обнаружение сигнала цели, не совпадающегоизначально с ним по частоте.

Уменьшить это влияние можно, еслипожертвовать возможностью обнаружения целей доплеровскими частотами,близкими к kFП , k = 0,±1,±2,… . Поскольку в области главных пиковспектральной плотности помехи мощность сигнала цели существенно меньшемощности помехи, при ограниченном объеме пачки выделить сигнал в этойобласти не представляется возможным. Тогда наилучшим РФ следует считатьфильтр, полностью вырезающий главные пики спектральной плотности помехии тем самым уменьшающий мощность остатков режекции на выходе фильтра.АЧХ такого РФ показана на рис. 6,б.

В полосе пропускания АЧХ фильтраравномерна, т.к. все доплеровские частоты равновероятны.9МГРЧПППГХрКГФДИКОАДРФУПЧРис. 7В РЛС псевдокогерентного типа (рис. 7) излучаемая в пространствопоследовательность импульсов некогерентна, а когерентность обработки пачкиобеспечивается запоминанием начальных фаз зондирующих импульсов напериод их повторения.

Мощные зондирующие импульсы формируютсягенератором радиочастот ГРЧ. Их частота повторения задается хронизатором, адлительность - модулятором М. Каждый импульс, генерируемый ГРЧ,переносится с помощью гетеродина Г и смесителя на промежуточную частотуосуществляет фазирование когерентного гетеродина КГ. Навязанную фазу (ичастоту) когерентный гетеродин сохраняет в течение периода повторенияимпульсов, т.е.

интервала прихода отражённых сигналов. Принятые сигналыпосле гетеродинирования и усиления поступают на ФД, на выходе котороговыделяется видеосигнал, содержащий доплеровские составляющие спектра.Режекция пассивной помехи и накопление сигнала осуществляется так же, какв истинно-когерентных РЛС.10ДЧМУМГПЧУмнЧxmПППУВЧУмнЧx(m-1)РКДАЦПАЦПЦРФФДπ⁄2УВОУПЧФДБПФИБАПОКДРис. 8Структурная схема импульсно-доплеровской истинно-когерентной РЛСприведена на рис.

8. Ее высокочастотная часть выполнена как аналогичная частьистинно-когерентной РЛС с низкой частотой повторения импульсов (рис. 5).После фильтрации всего спектра в УПЧ происходит разделение принятого сигналана два квадратурных канала, аналогоцифровое преобразование (в АЦП) иразделение каналов дальности (в РКД). В первых РЛС данного типа обработкасигналов осуществлялась аналоговыми средствами. Сейчас же явно преобладаютцифровые методы. В каждом из каналов дальности (а их число невелико)выполняется предварительная режекция пассивной помехи цифровым режекторнымфильтром (ЦРФ), значительно уменьшающая динамический диапазон сигналов припоследующей доплеровской фильтрации. В Бортовых РЛС ЦРФ подавляет весьспектр отражений от Земли, принимаемых по главному и боковым лепесткам (рис.2,б).

Устройство весовой обработки УВО осуществляет взвешивание импульсовпачки спадающей к краям функцией, что уменьшает уровень боковых лепестковузкополосных доплеровских фильтров. Многоканальная доплеровскаяфильтрация выполняется устройством, реализующим быстрое преобразованиеФурье, перекрывающим весь диапазон скоростей целей, свободный от пассивных помех. Выход каждого доплеровского канала связан с блоком адаптивныхпорогов, где выполняется сравнение амплитуд всех спектралъныхсоставляющих с порогами, величина которых определяется средним уровнемшумов и помех в соответствующем канале.

При превышении порога в какомлибо канале цель считается обнаруженной, а ее скорость определяется номеромэтого канала.При необходимости визуального отображения результатов обнаружения11выходы адаптивных пороговых устройств с одним и тем же номером всехканалов дальности объединяются по "ИЛИ" в блоке объединения каналовдальности (ОКД) и подается на индикатор (И) визуального отображенияцелей.4.

Характеристики эффективности систем СДЦ и влияющие на нтхфакторыДля оценки качества работы систем СДЦ обычно используются следующиехарактеристики.1. АЧХ режекторного фильтра и канала доплеровской частотной селекции.Линейный дискретный фильтр задается обычно разностным уравнениемnmi =oi =1Y [kTП ] = ∑ ai x[(k − i )TП ] + ∑ bi y[(k − i )TП ],(13)(где x[kTП ], y[kTП ] - входной и выходной сигналы фильтра в моментывремени t = kTП ; ai , bi - коэффециенты фильтра)или передаточной функцией в z-плоскости, соответствующей уравнению(13)nm⎛⎞K ( z ) = ∑ ai z −i ⎜1 − ∑ bi z −i ⎟.(14)⎝ i =1⎠i =1АЧХ такого фильтра находится подстановкой z = e jωTП и взятием модуля2(K (ω ) = K e jωTП)2⎞⎞ ⎛ n⎛ n⎜ ∑ ai cos iωTП ⎟ + ⎜ ∑ ai sin iωTП ⎟⎠⎠ ⎝ i =0= ⎝ i =022т⎞⎞ ⎛т⎛⎜1 − ∑ bi cos iωTП ⎟ + ⎜ ∑ bi sin iωTП ⎟⎠⎠ ⎝ i =1⎝ i =1(15)Так, например, для простейших режекторных фильтров - устройстводнократной и двукратной череспериодной компенсации (ЧПК-1 и ЧПК-2),описываемых уравнениямиy[kTП ] = x[kTП ] − x[(k − 1)TП ](16)y[kTП ] = x[kTП ] − 2 x[(k − 1)TП ] + x[(k − 2)TП ],(17)АЧХ выражаются формуламиK1 (ω ) = 2 − 2 cos ωTП = 2 sinK 2 (ω ) = K1 (ω ) = 4 sin 22ω TП2.ωTП2;(18)(19)Структурные схемы устройств ЧПК-1 и ЧПК-2 приведены на рис.

9, а ихАЧХ – на рис. 10.12ЧПК-2ЧПК-1Рис. 9K(ω)K1 (ω)Kl дпф (ω)K2 (ω)2πТп4πТпω2π (l − 1)nTnРис. 102πlnTn2π (l + 1)nTnРис. 11Сигнал на выходе l-го частотного канала устройства, реализующего nточечное дискретное (быстрое) преобразование Фурье,n −1yl (kTП ) = ∑ x[(k − i )TП ]e−j2πiln,(20)i =0а АЧХ l-го каналаK lДДП (ω ) =sinωnTП2.(21)ωTП − 2πl nsin2Из графика функции (21), приведённого на рис. 11, видно, что АЧХпроизвольного канала устройства ДПФ при n>>1 имеет высокий уровеньбоковых лепестков, составляющий 0,21 от главного (-14 дБ). Значительныйуровень боковых лепестков приводит к ухудшению отношения сигнал-шум навыходе канала и к ложным обнаружениям сильно отражающей цели в соседнихчастотных каналах.Использование предварительного взвешивания отсчётов x[k − TП ]функцией Хэммингаn⎞⎛π⎜k − ⎟2⎠d (kTП ) = α + (1 − α ) cos ⎝,(22)nгде α=0,54 приводит к уменьшению боковых лепестков АЧХ до уровня 0,01 отглавного (-40 дБ), однако несколько расширяет главный пик АЧХ.132.