Диссертация (Исследование характеристик шумоподобных сигналов на многопозиционных поднесущих и разработка алгоритмов их обработки для спутниковых радионавигационных систем), страница 12

Смещением спектра относительно несущей частоты можно управлять выбором фазовой структуры поднесущей.804. РАЗРАБОТКА И АНАЛИЗ ЭФФЕКТИВНОСТИ КВАЗИОПТИМАЛЬНЫХ УСКОРЕННЫХ АЛГОРОИТМОВ ПОИСКА И ОБНАРУЖЕНИЯНАВИГАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ4.1. Взаимодействие элементов структурной схемы устройства поиска исинхронизации шумоподобного сигналаОбобщенная структурная схема совместно работающих устройств поискаи слежения за параметрами шумоподобного сигнала приводится на рис. 4.1[30,63]. Она содержит собственно устройство поиска сигнала (УПС), в которомреализуются процедуры совместного обнаружения и грубого измерения его параметров частоты и задержки по времени с целью выведения последующихсхем слежения за ними на линейные участки их дискриминационных характеристик, схему захвата (СЗ), устройство слежения за параметрами (УСП) сигнала и схему подтверждения (СхП).

Таким образом, УПС и УСП вместе со СхП иСЗ представляют собой устройства обнаружения и слежения за параметрами(частотой и задержкой) сигнала [49,50,84].УПССЗСхПУСПРис.4.1. Обобщенная структурная схема устройства поиска и слежения за параметрами шумоподобного сигнала.УСП состоит из схемы автоматической подстройки времени (АПВ) и квазикогерентной схемы выделения частоты сигнала, представляющей собой систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

АПВ и ФАПЧ работают с перекрестными связями и являются следящими кольцами за задержкой по времени и частотой. Они включаются в работу после обнаружения сигнала в УПС[30].Как правило, качество работы УПС характеризуется вероятностью правильного обнаружения сигнала робн.эт1 при заданной вероятности ложной тревоги рлт.эт1. При этом параметры частоты и задержки по времени находятся в частотно-временном интервале, соответствующем размерам основного пикафункции неопределенности (ФН) сигнала. В результате реализуется первый81этап обнаружения сигнала с одновременной грубой оценкой его параметров стребующимися вероятностными характеристиками.Таким образом, на первом этапе поиска сигнала в УПС производитсясовместное обнаружение и измерение параметров его частоты и задержки с некоторой погрешностью, которая будет уменьшена до допустимого уровня УСП.В УСП для уточнения значений параметров с целью обеспечения квазикогерентного приема тоже производится ряд этапов поиска параметров.

Эти этапыосуществляются с помощью поисковой ФАПЧ при поэтапном уменьшении выходной полосы ее пропускания.УПС реализуется с использованием набора согласованных фильтров(СФ). Центральные частоты их передаточных функций образуют сетку частот,перекрывающих всю область неопределенности сигнала по частоте с шагом,соответствующим шагу интервала дискретности сигнала по частоте, выбираемой в соответствии с теоремой Котельникова.

Вместо СФ могут применятьсянаборы корреляторов. Их опорные сигналы перестраиваются по частоте и задержке, в результате чего анализируется вся область неопределенности сигналапо частоте и задержке с шагом, соответствующим шагу перестройки опорныхсигналов корреляторов [30].Современные СФ, реализованные на микропроцессорах, эквивалентнынабору корреляторов, поскольку в них, как и в корреляторах, конечный по длительности отрезок реализации входного сигнала дискретизируется, после чегопоследовательно «сравнивается» со всеми его возможными копиями.4.2. Базовый алгоритм работы устройства поиска шумоподобного сигналаУчитывая сложность реализации УПС с поиском сигнала как по частоте, таки по задержке, далее будем рассматривать его некогерентный вариант, когда реализуется только совместное обнаружение и оценка параметра задержки повремени в соответствии с методом максимального правдоподобия с точностью,соответствующей размерам центрального пика модуля его АКФ или модулядействительной части АКФ по этому параметру, который считается дискретным.

Шаг дискретности определяется в соответствии с теоремой Котельникова,то есть по времени    1 / 2  Fs , где  Fs - ширина спектра сигнала.В приемном устройстве пользователя одним из известных способов (см.рис. 4.2) [70], выделяется комплексная огибающая сигнала. Затем она, восста82новленная схемой на рис. 4.2, сначала подвергается сжатию спектра перемножением с комплексной огибающей опорного сигнала в квадратурном перемножителе, а результат перемножения интегрируется.

То есть при всех задержкахпо времени опорного сигнала вычисляется корреляция видаTZ  S ( t ) S Î Ï ( t   ) d t ,(4.1)TS О П ( t   ) – опорный сигнал коррелятора, задержанный относительно прини-маемого на τ, Т – длительность сигнала.Рис.4.2.Структурная схема устройства обработки сигналов.АКФ комплексной огибающей будет действительной функцией только втом случае, если эта огибающая действительная, что характерно для сигналов,при расширении спектров которых используются двоичные ПСП.

Причем всеПСП, применяемые в настоящее время на практике, в том числе и для формирования ВОС-сигналов, являются двоичными (бинарными).Максимально правдоподобная оценка τ (то есть ˆ ) - это значение τ, при котором миниминизируется расстояние между опорным и принимаемым сигналом, определяемое как [70]:Td ( s , s ОП )  ( s (t )  sОП( t )) 2 d t .(4.2)0Здесь sОП (t) – копия сигнала s(t), сдвинутая на время τ.

Это расстояние связано с расстоянием между комплексными огибающими этих двух сигналов вы-83ражением: d 2 ( s , sО П)  d 2 ( S , S О П ) / 2 . Причем согласно теореме косинусов длякомплексных векторовd 2 (S , SОП )  2ES  2ESОП  4 Re  Zk  ,где E S и E SОП(4.3)- энергии сигналов. Тогда правило оценки τ соответствуетвыражению:Z *  max Re  Z k  , Re  Z k   0.(4.4)Отметим, что R e  Z k   вычисляется в схеме на рис. 4.2 и соответствуетАКФ действительного сигнала (2.9).

При когерентной обработке Re  Z k будет формироваться на выходе накопителя (интегратора) A.При некогерентной обработке сдвиги частоты и фазы принимаемого сигнала, вызванные доплеровским сдвигом частоты, нестабильностями задающих генераторов и положения спутника на орбите, а также особенностями распространения сигнала в атмосфере, в приемнике пользователя не отслеживаются. В результате в схеме выделения огибающей на рис. 4.2 используется приблизительное значение частоты. Будем считать, что в результате S ( t ) приобретает неизвестный сдвиг фазы φ. В результате в схеме на рис. 4.2 необходимо вычислятьмодуль  Z k  .

В этом случае правило оценки τ соответствует выражению:.Zk*  max | Zk |(4.5)В результате на выходе интегратора в точке А схемы будет:cos  {R e [ S c ( t ) S *ÎTT sin  { TT( t   ) ]d t ÏR e [ S c ( t ) S *ÎT(t   )]d t ÏIm [ S c ( t ) S *ÎTTTÏI m [ S c ( t ) S *Î(t   )]d t} (4.6)Ï( t   ) ]d t} ,а в точке Вs in  { TT cos  {R e [ S c ( t ) S *ÎTTÏ( t   ) ]d t R e [ S c ( t ) S *ÎÏTT(t   )]d t I m [ S c ( t ) S *ÎTTÏ(t   )]d t} I m [ S c ( t ) S *ÎÏ(4.7)( t   ) ]d t} .Для получения модуля АКФ необходимо вычислить квадратный корень изсуммы квадратов двух предыдущих выражений.

Очевидно, что результат не будет зависеть от φ. Аналогичный подход может использоваться для вычислениямодуля действительной части АКФ | R e  Z   | при неизвестном фазовом сдвигечастоты принимаемого сигнала. В общем случае для многопозиционных сигна84.лов, предложенных в диссертации, | R e  Z   | и | Z  | совпадают только в однойточке, соответствующей τ=0, но в этой точке обе эти функции имеют глобальный максимум. Во всех остальных случаях| R e  Z   | | Z , поэтому в правиле.(4.5) | Z  | можно заменить на | R e  Z   | .Устройство обнаружения сигнала, приведенное на рис. 4.2, реализуетсяна микропроцессоре. Для этого на выходах ФНЧ устанавливаются АЦП.

Функция интегрирования заменяется суммированием результатов перемножениякомплексных отсчетов входного и опорного сигналов.Таким образом, алгоритм работы устройства обнаружения может бытьописан как процедура перемножения комплексных матриц, то есть В= Xц*( S+ξ)=[χ+ξ1], с последующим вычислением действительной части результата перемножения, модуля или модуля действительной части результата перемножения, где S – матрица-столбец, элементы которой представляют собой отсчетыкомплексной огибающей входного сигнала (на схеме рис. 10 отсчеты действительной и мнимой частей S будут следовать с выходов АЦП) ; ξ – матрицастолбец из отсчетов шумовой помехи; Xц – матрица-циркулянт опорного сигнала, представляющего собой значения комплексной ПСП; χ – матрица-столбецзначений ВКФ опорной и принимаемой ПСП, соответствующая АКФ входногосигнала, с точностью до постоянного множителя; ξ1 – матрица-столбец, получающаяся в результате перемножения матриц Xц и ξ .4.3.

Ускоренный поиск (обнаружение) шумоподобного сигналаПри значительных длинах обрабатываемых ПСП количество операций,требуемых обнаружения сигнала, растет пропорционально квадрату длиныприменяемых МП. С учетом того, что в современных сигналах СРНС 2-го поколения базовая длина МП увеличивается от 4-x до 10-ти раз по сравнению сСРНС предыдущего поколения, является практически необходимым использование алгоритмов, оптимизирующих поиск сигнала.

Очевидно, что для рассмотренных в главах 2,3 сигналов с многопозиционными поднесущими этоособенно актуально.На первом этапе будем рассматривать двоичный ФМн сигнал, сформированный на основе двоичной МП или ПСП Голда. Принимаемый сигнал преобразуется на видеочастоту путем его перемножения с копией его ВЧ85составляющей, формируемой в опорном генераторе приемника. Посколькуфаза несущего колебания сигнала неизвестна, получаемые затем с помощьюАЦП отсчеты символов МП на длительности ее периода имеют неизвестныйфазовый сдвиг.