Book7 (Учебник Конструирование РЭС), страница 2

На задержку сигнала в коротких линиях влияют такие конструктив-
ные параметры, как длина линии, расстояние до «земли», нагрузка на
выходе линии. Короткие линии не имеют стабильного волнового со-
противления и выполняются печатными проводниками, одиночными
объемными проводниками, витой парой, жгутом.

При передаче сигналов по несогласованным длинным линиям воз-
можны многократные отражения сигнала и вследствие этого значи-
тельное возрастание времени переходного процесса, что приводит к
недоиспользованию серии микросхем по быстродействию.

Рассмотрим конструктивные способы согласования. Согласование
выполняется применением конструкций связи с высокой стабильно-
стью волнового сопротивления и введением в качестве согласующих
элементов резисторов, эммиттерных повторителей (рис. 7.3, а, б, в).

Рис. 7.3. Способы согласования линий связи сопротивлением:
а — последовательным; б — параллельным; в — с помощью эмиттерного повторителя

Линия связи будет согласованной, если сопротивление приемного
или передающего конца линии равно ее волновому сопротивлению;
для цифровых схем рассогласование на 10% является вполне приемле-
мым.

Подключение согласующего резистора R _с последовательно с выхо-
дом передающего элемента (последовательное согласование) исполь-
зуется, если выходное сопротивление элемента много меньше Z_Q .

284

В параллельно согласованной линии согласующий резистор -R_c

подсоединяется параллельно входному сопротивлению приемного эле-
мента. Способ согласования применяется, если Z_Q во много раз меньше

входного сопротивления нагруженного на линию электронного эле-
мента.

Поскольку падение напряжения на резисторах понижает уровень
передаваемого сигнала, режимы последовательного и параллельного
согласований применяются, когда число приемных электронных схем
не превышает двух. При числе нагрузок на линию больше двух приме-
няются согласующие эммиттерные повторители (см. рис. 7.3,в). Для
уменьшения рассогласования база и коллектор должны коммутиро-
ваться к линии проводниками меньшей длины.

В качестве длинных линий используются коаксиальный кабель, ви-
тая пара, ленточные кабели.

7.3. Помехи при соединении элементов РЭС
короткими линиями связи

При анализе процессов передачи сигналов короткую линию связи
можно представить в виде эквивалентной схемы, содержащей сосредо-
точенные индуктивность и емкость (омическим сопротивлением пре-
небрегают). В зависимости от геометрических размеров сечений линий,
их длины, диэлектрических свойств изоляционных материалов тот или
иной параметр линии может оказывать большее воздействие на процес-
сы передачи сигнала, чем все остальные.

Рассмотрим наводимую емкостную и взаимоиндуктивную помехи на
участке /, на котором параллельно друг другу на расстоянии d распола-
гаются две цепи, имеющие взаимные емкость С ₁₂ и индуктивность

М J2 (рис. 7.4, а) и выполненные по печатной технологии. Для этого

предположим, что в первом случае цепь (источник помех) нагружена
на источник напряжения и, а во втором случае — на источник тока /.
Взаимные емкость и индуктивность печатных проводников соответст-
венно определяются по формулам:

С ₁₂ = 0,12∙10^-12εl_r/lg[2d/(a + d)],
где ε_г — диэлектрическая проницаемость среды;

М ₁₂ = 2l {2,3lg[2l/(d + b)] + (d + b)/l}▪ 10^-8.

В случае наибольшего влияния емкостной связи между сигнальны-
ми цепями (М≈0) в соответствии с эквивалентной схемой (рис. 7.4, б)

285

Рис. 7.4. Паразитные связи между короткими линиями связи: а — общая схема;
б — эквивалентная схема емкостной связи; в — эквивалентная схема индуктивной связи

при прохождении по линии-индуктору сигнала амплитудой и и фрон-
том нарастания t ф уравнение для расчета максимальной наводимой по-
мехи имеет вид [36]

^где R _н.экв ⁼ R_вх2 R_вых2 /R _вx2 + R _вых2 ): Т= С₁₂ R _н.экв

Поскольку t_ф>>Т и R_вх>>R_вых получим u _пом≈uR_выхС₁₂/t_ф.

Для выполнения условия надежной работы элемента необходимо,
чтобы

u_пом<u_пом._доп или С₁₂<t_Фk_пом^/R_вых (^7Л>

где k_пом = u _{пом доп}/u — коэффициент помехоустойчивости элемента.
Подставив в (7.1) выражение для расчета емкости связи и решив его
относительно параметра l, найдем допустимую длину общего участка l_c

286

Неравенство (7.2) определяет условия надежной работы элементов
РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшать выходное сопротив-
ление, длину связей и их сечения, увеличивать фронт импульсов и ко-
эффициент помехоустойчивости элементов, расстояние между линия-
ми связи, применять изоляционные материалы с хорошими диэлектри-
ческими свойствами.

В случае преобладающего влияния взаимной индуктивной связи
между сигнальными цепями необходимо учитывать значение и фронт
импульса тока, протекающего по цепи — источнику помех. ЭДС, наве-
денная на другой цепи связи (рис. 7.4, в),

u_пом = М₁₂I/t_Ф

Так как R _ВЫХ << R _ВХ, то это напряжение практически полностью будет
приложено к сопротивлению R _ВХ, и воспринято как помеха. По аналогии
с (7.2) условие надежной работы элемента имеет вид

u_пом <u _{пом.доп} или M₁₂<u _пt_Ф/I (7.3)

где и _п — порог срабатывания элемента.

Подставив в (7.3) выражение для расчета взаимной индуктивности
между проводниками и решив его относительно параметра l , найдем
допустимую длину общего участка связей

2l{2,31g[2l/(d + b )] + (d + b)/l}∙10^-8< и_п t_ф. (7.4)

Неравенство (7.4) определяет условия надежной работы элементов
РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшить длину цепей связи,
амплитуду токов, увеличить порог срабатывания элементов, фронт пе-
редаваемых импульсов, расстояние между проводниками связей.

7.4. Помехи при соединении элементов РЭС
длинными линиями связи

Длинную линию связи при расчетах схем рассматривают как одно-
родную линию с распределенной емкостью С ₀ и индуктивностью L ₀.

Переходные процессы в таких линиях зависят от характера перепада
напряжения и _вх на входе линии и соотношения волнового сопротивле-
ния линии z₀ , выходного сопротивления R_г генератора импульсов и
входного сопротивления R_н , нагруженного на конец линии элемента
(см. рис. 7.2, б).

287

Для анализа переходных процессов в длинных линиях связи необхо-
димо знать их волновое сопротивление Z₀ . При нахождении Z_Q ис-
пользуют метод, заключающийся в определении погонной емкости С₀
линии связи, связанной с ее волновым сопротивлением соотношением

Z₀=l/(v₀C₀).
Здесь v₀ — скорость распространения волны вдоль линии:

, где μ _r - магнитная проницаемость сре-
ды; ε_r — диэлектрическая проницаемость среды.
Для большинства диэлектриков μ_r = 1, поэтому

(7.5)

Емкость между проводниками, образующими линию связи, определяет-
ся как отношение заряда на любом из них к разности потенциалов ф, т.е.
погонная емкость

(7-6)

где q — заряд на единицу длины проводника.

Потенциал, создаваемый линейным зарядом с плотностью q в точке
на расстоянии r от него, равен

φ = [q /(2 πε) ] In (1/r) + const.

При определении емкости проводников используют метод зеркаль-
ных изображений. При расчете потенциала по этому методу учитывают
заряды основных проводников и фиктивных, являющихся зеркальным изображением основных относительно поверхности раздела «диэлектрик — проводящая плоскость». Заряд фиктивного проводника при этом берется обратным по отношению к основному.

Рассмотрим определение Z_Q линии связи, об-
разованной тонким проводником круглого сече-
ния радиусом r, расположенным над проводящей
плоскостью на расстоянии h (рис. 7.5).

Рис. 7.5. Определение
волнового сопротивле-
ния длинной линии
связи

288

Потенциал в любой точке на плоскости, соот-
ветствующей проводящей поверхности, создавае-
мый системой зарядов основного и фиктивного
проводников, равен нулю, и используемая раз-
ность потенциалов равна

φ = [ q /(2 πε£) ] [ In (1/r) + In 2 h ].
Отсюда, учитывая (7.5) и (7.6), находим

(7.7)

выражение (7.7) действительно для h >> r (тонкий провод). При
h /r ≥ 2 оно дает 5%-ю ошибку, при h /r ≥ 3 — ошибку в 1,5%, а h /r ≥ 5
— лишь в 0,5%.

Таблица 7.3

При h /r > 1 более точный результат получают из выражения

В табл. 7.3 приведены формулы для расчета волнового сопротивле-
ния связи различной конфигурации.

Максимально допустимая длина несогласованной линии связи мо-
жет быть оценена по формуле

lmах=(t_ф/k_с )(v₀/ ).

где t_Ф , — длительность фронта сигнала, с; k_c — эмпирическая посто-
янная, числовое значение которой зависит от конструкции схемы и ли-
нии связи (k _с = 3 ... 5).

Для наиболее часто встречающихся случаев v₀ = 2∙10⁸ м/с, k _c = 4.
Значения l _mах для разных значений фронтов сигналов:

tф,нс	30	5	1
l max, M	1,5	0,25	0,05

Конструктивные способы согласования несогласованных длинных
линий изложены в разд. 7.2. Одним из эффективных способов умень-
шения помех при соединении элементов РЭС длинными линиями связи
является применение в качестве нагрузки диодов Шотки.

7.5. Расчет электрических параметров линий связи

Для расчета электрических параметров линий связи [33] достаточно
уметь рассчитывать электрическую емкость, индуктивность или волно-
вое сопротивление линии связи. При этом требуется применять доста-
точно сложные методы расчета, требующие использования ЭВМ. Рас-
четные формулы для определения параметров линий связи, выполнен-
ных проводным монтажом, даны в табл. 7.4.

В табл. 7.5 приведены формулы для расчета электрических парамет-
ров плоских кабелей некоторых конструкций. В таблице общий провод
обозначен G, а сигнальный — S. В ряде случаев при проектировании
РЭС удобно использовать эффективную диэлектрическую проницае-
мость среды ε _{г эф}, с помощью которой можно определить волновое со-
противление кабеля по формуле

где Z₀ — волновое сопротивление линии в однородной воздушной
среде.

290

Для получения ε _{r эф} в случае плоского кабеля используется форму-
ла [13]

где ε_r — относительная диэлектриче

Рис. 7.6. Относительный объем

воздушной среды в диэлектрике

плоского кабеля

291

екая проницаемость материала изоляции плоского кабеля; п — относительный объем воздушной среды, зависящий от конструкции плоского кабеля.Значение п определяется шагом установки проводников d , oтнoшeниeм
толщины плоского кабеля Н к шагу d
Для наиболее распространенной конст
рукции плоского кабеля зависимость
представлена на рис. 7.6.

Таблица 7.5

Расчет первичных и вторичных параметров печатного монтажа для
односторонних печатных плат может быть проведен на основе справоч-
ных формул [35], полученных методом конформных преобразований
(табл. 7.6). При этом система проводников заменяется плоскопарал-
лельной системой бесконечно тонких пластин.

Таблица 7.6

Емкость определяется по формуле

С = 8,%5е_гэфС₁1 пФ, (7.8)

где ε_rэф — эффективная диэлектрическая проницаемость изоляцион-
ных материалов; С_l — коэффициент, определяющий емкость на еди-
ницу длины рассчитываемой системы проводников; l — длина системы
проводников, м.

При определении ε _rэф для одно- и двухсторонних плат необходимо
учитывать диэлектрическую проницаемость основания платы ε _госн = 5,6...6, лакового покрытия ε_глак = 4 и воздуха е_г = 1. Точный учет

всех составляющих ε_{r эф},., осуществить трудно, но в любом случае ε_гэф
определяется неравенством ε _r0 < ε_{r эф} < ε _{r осн}.

Методика расчета электрической емкости линии связи в печатном
монтаже с помощью формулы (7.8) сводится к следующим этапам:

1. Вычисление модулей k и дополнительных модулей k' полных эл-
липтических интегралов первого рода К, К'. Модуль k определяется

293

геометрическими размерами расчетного сечения, и выражения для оп-
ределения k, К, К' приводятся в справочных таблицах, а дополнитель-
ный модуль k' определяется из соотношения

1. Определение модулярного угла α= arcsin k: и дополнительного
   модулярного угла 90° α' = arcsin k:'.

2. Определение эллиптических интегралов К и К' как функции со-
   ответственно модулярного и дополнительного модулярного углов по
   таблицам полных эллиптических интегралов первого рода, приведен-
   ным, например, в [35].

3. Вычисление C_l=f(K,K") по соотношениям, приведенным в

справочных таблицах и связывающим геометрические параметры сече-
ния линии и коэффициент С _l.

В большинстве случаев при вычислении С_l; приходится вычислять

К /К' или К' /К. Для упрощения расчетов их можно определить по
графику (рис. 7.7) как функцию параметра m. При вычислении пара-
метра m ' по выражениям, приведенным в табл. 7.6, необходимо вычис-
лить ряд вспомогательных коэффициентов t₁,t₂,t₃,q₁,q₂, по следующим формулам [35]:

t_i=(expλ_i-l)/(expλ_i+l), i = 1,2,3; (7.9)

λ_l=π(2b + d)/2h; λ₂ = πd/2h; λ₃ = π(2a + d)/2h ; (7.10)

Значения t_i,- по вычисленным λ_i, можно определить из графика (рис. 7.8).

Для элементов печатного монтажа двухсторонних печатных плат
расчет емкости может быть проведен по формулам, представленным в
табл. 7.7, а эффективная диэлектрическая проницаемость —_: по вспо-
могательному графику (рис. 7.9), где п — доля воздушной среды в об-
щем объеме диэлектрической среды линии связи.

В многослойных печатных платах линии связи организуются в виде
несимметричных линий в наружных слоях платы (см. табл. 7.7, п. 2) и
симметричных линий во внутренних слоях платы (рис. 7.10).

294

Рис. 7.7. Отношение К' /К как Рис. 7.8. График зависимости

функции параметра m f,- (А. ,•)

Для симметричных линий коэффициент С₁ при t = 0 рассчитывает-
ся по формуле С_l = 4К/К', а параметр т — по формуле m = th²(πa/2h).

Эффективная диэлектрическая проницаемость равна диэлектриче-
ской проницаемости материала оснований слоев платы.

Платы с тонкопроволочным монтажом (ТПМ) применяют при изго-
товлении малых партий изделий небольших размеров с хорошими вы-
сокочастотными характеристиками печатных плат, т.е. по степени ин-
теграции микроэлектронных устройств они могли бы успешно конкури-
ровать с МПП. Конструкции плат с ТПМ и плат стежкового монтажа
реализуются с помощью автоматизированной укладки изолированного
провода на основании.

295

Рис. 7.9. Относительный объем Рис. 7.10. Линия связи в печатном

воздушной среды в диэлектрике монтаже внутренних слоев МПП

двухсторонних печатных плат

Расчетная модель линии связи в этих случаях может быть сведена к
системе «проводник над плоскостью», однако точная оценка электро-
физических параметров усложняется из-за наличия вокруг провода ди-
электриков, а также в ряде случаев из-за сложности конфигурации гра-

Рис. 7.11. Линия связи в плате ТПМ (а) и ее расчетные модели при различных толщинах
адгезионного слоя (б, в, г): 1 — изоляционное основание; 2 — экранный слой; 3 — медный монтажный провод в изоляции; 4 — адгезионный слой; 5 —защитное покрытие

Рис. 7.12. Значение ε _{r эф} для линий ТПМ при ε _rад =5.

296

ниц раздела этих диэлектриков. Поперечное сечение линии связи в
ТПМ показано на рис. 7.11,а. Для упрощенной модели линии (рис.
7.11,6) расчеты могут быть проведены с использованием графиков
ε _гэф =f( r/h), представленных на рис. 7.12, на котором кривые 1-3 со-
ответствуют вариантам б, в, и, г, на рис. 7.11 при ε _{r ад}=5.
Коэффициент С_l рассчитывается по формуле

С_l = 2π/1п(2h/r) при 2h/r>3,

а емкость линии — по формуле (7.8). Волновое сопротивление линий
ТПМ определяется по формуле

Z = 17,08 + 34,83 ln (h /r), 0,01 ≤ r/h ≤ 0,3.

Для двухстороннего стержневого монтажа коэффициент С_l рас-
считывается по формуле

С_l = 2π/1п(1,27+h/2r), h/r>2;

диэлектрик линии принимается однородным, и тогда емкость на единицу длины линии С/l= 17,7πε_r/lπ( 1,27+h/2r) пФ/м, индуктивность на единицу длины линии L/l= |μ ln( 1,27+h /2г )/2π Гн/м, волновое сопротивление

Z = 60 ln (1,27+h/2r)/√ε_r Ом

7.6. Конструирование электрических соединений

Основными методами выполнения электрических соединений явля-
ются следующие: пайка, сварка, накрутка и обжатие, соединение токо-
проводящими клеями, сравнительные характеристики и параметры ко-
торых приведены в табл. 7.8.

Таблица 7.8

Вид соединения	Переходное сопротивление х10-3,Ом	Механическая прочность, МПа	Интенсивность отказов х10-9,1/ч	Тепловое сопротивление,К/Вт
Сварка	0,01...!	100...500	0,1 ...2,0	0,001
Накрутка	1...2	60... 80	0,2 ... 0,5	0,0005
Пайка	2...3	10...40	1 ... 10	0,002
Обжимка	1...10	20...50	2.. .5	0,0008...0,001
Соединение токопроводящими клеями	1...10 ОМ м*	5...10	10...50	5

* Удельное объемное сопротивление.

297

Таблица 7.9

Окончание табл. 7.9

Примечание. На схемах позициями 5,12 и 14 соответственно обозначены места коммутационных переходов от ячейки к пакету ячеек, несущие основания пакета ячеек и одной из них.

Конструкции электрических соединений во многом определяются
элементной базой, диапазоном частот, структурным уровнем сборки и
условиями эксплуатации, а также условиями экономичности и произво-
дительности.

Конструкции всех электрических соединений можно рассматривать
как по структурным уровням аналогично структурным уровням РЭС
[37], так и в последовательности их конструктивно-технологического
ислолнения.

Производство и конструкция РЭС упростятся, если в конструкции
будет использовано минимальное число уровней соединений при мини-
муме различных вариантов конструктивно-технологического исполне-
ния соединений. В табл. 7.9 показаны эскизы четырех схем компоновки
РЭС с рассмотрением их уровней соединений. Основные показатели
конструкций блоков сведены в табл. 7.10.

Таблица 7.10

Показатели	Характеристики компоновки РЭС
	I	II	III	IV
Число модулей в блоке	14	6	6	5
Удельная масса электрических соединений, г/ИС	2,75	0,64	1,7	0,16
Объем блока, дм3	0,9	0,4	0,7	0,45

Приведенные схемы были использованы при реализации блока на
800 микросхем (ИС) с размерами ячеек по длине и ширине 95x78 мм
[36]. Анализ данных табл. 7.10 позволяет сделать вывод, что схемы II и
IV обеспечивают наименьшие габариты и удельную массу электриче-
ских соединений.

8. ВОПРОСЫ ЭРГОНОМИКИ ПРИ КОНСТРУИРОВАНИИ РЭС

8.1. Человекомашинные системы, их классификация и свойства

Термин «эргономика» (греч. ergon — работа, nomos — закон) обоз-
начает науку о взаимодействии человека-оператора с машиной и сре-
дой, объединенных в единую человекомашинную (эргатическую) сис-
тему. Эргономика возникла на стыке технических наук, психологии,
физиологии и гигиены труда. Инженерная психология ставит своей
целью комплексное проектирование внешних и внутренних средств де-

300