64094 (589081), страница 4

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 4)

; (79)

. (80)

Таблица 1

Основные правила построения схем

Рис. 9. Низкочувствительное звено полосового типа

Таким образом, при замене первого ОУ на МОУ можно обеспечить введение в схему двух дополнительных компенсирующих контуров, обеспечивающих уменьшение влияния активных элементов как на частоту полюса, так и на затухание в соответствии с первым вариантом (табл. 1). Принципиальная схема звена с активной компенсацией приведена на рис.

Для этого случая при

; (81)

. (82)

Рис. Низкочувствительное звено полосового типа с активной компенсацией

Следовательно, при идентичности частотных свойств активных элементов их влияние на реализуемые параметры пренебрежимо мало.

Результаты моделирования фильтров, выполненных по схемам рис. 9 и 10, приведены на рис. 11. Эти результаты наглядно показывают преимущество фильтра с активной компенсацией. Так, полосовой фильтр, АЧХ которого представлена кривой, отмеченной символом (), выполнен на усилителях с частотой единичного усиления f₁ = 30 МГц; кривая, отмеченная символом (), иллюстрирует АЧХ фильтра, выполненного на усилителях с частотой единичного усиления 300 кГц. Частота единичного усиления усилителей фильтра, выполненного по схеме рис. 10, также составляет 300 кГц. Сопоставительную оценку энергетических и других характеристик полосовых фильтров можно провести по данным табл. 2. В частности, выигрыш в токопотреблении полосового фильтра с цепями активной компенсации превышает два порядка при прочих соизмеримых характеристиках.

Рис. 11. Амплитудно-частотные характеристики полосового фильтра

без цепей активной компенсации (U_out2 и U_out3) и при их наличии (U_out1)

Таблица 2

Результаты моделирования R-фильтров

Вариант фильтра	f0, %	Q, %	K, %	f1 , МГц	Iпотр, мА
Рис. 9	0,16	1	0,2	30	3,2
Рис. 9	0,46	24	23,7	2,5	0,052
Рис. 9	4	72	72	0,3	0,027
Рис. 9	0,03	3.3	2	0,3	0,029

Рассматриваемые мультидифференциальные усилители можно также непосредственно использовать и в схемотехнике R-фильтров. R-звенья с собственной компенсацией обеспечивают более высокий динамический диапазон всего устройства, однако их частота полюса непосредственно определяется общим коэффициентом передачи. Снятие указанных структурных противоречий требует применения дополнительной общей отрицательной обратной связи и, следовательно, мультидифференциальных ОУ. Принципиальная схема такого звена приведена на рис. 12.

Рис. 12. Звено R-фильтра с собственной компенсацией

и общей обратной связью

При сохранении оговоренного условия параметры звена определяются из следующих соотношений

(83)

В этом случае локальные передаточные функции, определяющие уровни динамического диапазона схемы, имеют вид

; (84)

, (85)

где параметры (84) при .

При выполнении условия идентичности максимальное выходное напряжение будет иметь следующий вид:

. (86)

Анализ модулей локальных функций (85) в диапазоне рабочих частот приводит к следующему результату:

; (87)

. (88)

Именно поэтому при большой добротности ( )

. (89)

Таким образом, введение общей отрицательной обратной связи позволяет реализовать дополнительную параметрическую степень свободы, обеспечивающую необходимый компромисс между различными уровнями динамического диапазона.

6. Мультидифференциальные ОУ в аналоговых интерфейсах и портах ввода

Для обеспечения предметной универсальности СБИС «система на кристалле» необходимо обеспечить возможность использования в РЭА мостовых датчиков различного типа. Именно поэтому входные цепи портов должны обеспечивать высокое подавление синфазного сигнала. Принципиальная схема типового аналогового интерфейса (рис. 13) представляет собой классический инструментальный усилитель на ОУ1–ОУ3 и простейший фильтр нижних частот, действие которого направлено на ограничение спектра в структуре АЦ-преобразования.

Рис. 13. Принципиальная схема интерфейса AD 8555

При идентичности ОУ схема имеет не зависимый от дифференциального коэффициента усиления (К) коэффициент передачи синфазного напряжения (К_СН). Однако для этого необходимо согласование всех резисторов при воздействии различных дестабилизирующих факторов. Анализ cхемы приводит к следующим результатам:

, (90)

, (91)

, (92)

где К_СС – коэффициент передачи синфазного сигнала ОУЗ; – статический коэффициент усиления ОУЗ; , – относительная погрешность сопротивления резисторов; f_ГР, f₁, – граничная частота инструментального усилителя и частота единичного усиления ОУ1, ОУ2.

Таким образом, для реализации относительно небольшого К_СН= - 75 дБ необходимо обеспечить достаточно высокую точность идентичности сопротивления резисторов порядка 0,01 % при воздействии всего комплекса дестабилизирующих факторов. Иногда для решения этой проблемы используется периодическая настройка схемы за счет изменения коэффициента передачи резистивного делителя. Однако в этом случае возникает дополнительная погрешность:

. (93)

Эта погрешность ограничивает результирующую точность интерфейса. Из (91) следует, что для управления дифференциальным коэффициентом усиления необходимо варьировать сопротивление резистора r при условии согласования его временных и температурных дрейфов с базовым номиналом R. Кроме этого, на выходах ОУ1 и ОУ2 действует достаточно большое синфазное напряжение U_C , которое и ограничивает максимальное выходное напряжение схемы и, следовательно, не позволяет использовать низковольтные ОУ.

Таким образом, традиционная схема предполагает использование технологически сложно реализуемых резисторов и трех высококачественных, потребляющих от источников питания большую мощность, операционных усилителей. Анализ схем современных ОУ показывает, что 50 % потребляемого ими тока приходится на выходной каскад, а попытки изменить это соотношение приводят к ухудшению многих качественных показателей функциональных устройств. Одним из выходов из сложившегося положения является создание для современной аналоговой микросхемотехники мультидифференциальных ОУ [4, 5].

Структура входных цепей специально созданных МОУ не только обеспечивает относительно высокое ослабление синфазного входного напряжения U_C, но и позволяет организовать необходимые для реализации заданного коэффициента передачи автономные контуры обратной связи. Принципиальные схемы непрограммируемого (а) и программируемого (б) инструментальных усилителей показаны на рис. 14.

а) б)

Рис. 14. Принципиальные схемы инструментальных усилителей с МОУ

Для каждой из схем

. (94)

Отличие заключается в способе реализации дифференциального коэффициента усиления:

, (95)

, (96)

где _к – состояние k-го ключа резистивной матрицы R-2R; N – число разрядов матрицы.

В силу того, что суммирование сигналов осуществляется во входных цепях МОУ, удается уменьшить число резисторов схемы и осуществить достаточно простое цифровое управление (рис. 14б) без применения прецизионных базовых номиналов. Однако при этом наблюдается зависимость коэффициента передачи синфазного сигнала от реализуемого коэффициента усиления схемы.

При создании экономичных аналоговых интерфейсов основной проблемой является расширение диапазона рабочих частот, который в первую очередь определяется частотой единичного усиления f₁. Решение этой задачи без увеличения потребляемого тока может осуществляться применением принципа собственной компенсации влияния инерционных свойств аналоговых элементов. Вызванное влиянием частоты единичного усиления МОУ приращение передаточной функции любого устройства определяется следующим соотношением

, (97)

где – площадь усиления i-го МОУ; F_i(p) – передаточная функция, реализуемая на выходе i-го МОУ; H_i(p) – передаточная функция устройства при подаче сигнала на любой неинвертирующий вход; F_ii(p) – передаточная функция на выходе i-го МОУ при подаче сигнала на его неинвертирующий вход.

Из приведенного соотношения следует, что при использовании одного активного элемента F_i= H_i=F_ii=К, поэтому реализуемое приращение однозначно определяется дифференциальным коэффициентом передачи рассматриваемого устройства. Однако при N=2, 3, …. минимизация указанной погрешности реализации теоретически возможна. При этом перспективными представляются следующие соображения [4]. Во-первых, при i=1 H_i=K_м, поэтому уменьшение влияния первого усилителя на общую передаточную функцию возможно только минимизацией F_i=F_ii. Во-вторых, для i 1 (второй и последующие каскады усиления) минимизация H_i и F_ii может выполняться независимо в пространстве различных пассивных компонентов схемы. С точки зрения уменьшения потребляемого тока наибольший практический интерес представляет случай N=2, который имеет следующие ограничения: F₂=H₁=K. Следовательно, решение задачи возможно минимизацией F₁=F₁₁ и H₂=F₂₂ .

Следуя [3], составим матрицы

Характеристики

Список файлов ВКР