Бакулев (560825), страница 34
Текст из файла (страница 34)
Особенности пространственной обработки сигнала удобно рассмотреть на примере антенны с плоским раскрывом. Пусть в точке М раскрыва с координатами х,у принимается сигнал, который в соответствии с (3.2б) можно представить в виде пространственной функции (временная обработка здесь не рассматривается, так как она известна из гл. 3): и(0„,0г)= Е Л [( — С„.
— С,Д Ел(0„,0 )ехр))2я(О,С„+О,,Сх)~. Этот сигнал является спектром пространственных частот 0„0з диаграммы направленности и(0„,0 )=5„.(О„,О,). Как известно, коэффициент передачи оптимального фильтра или любой другой системы оптимальной обработки сигнала на фоне шума с равномерным спектром комплексно сопряжен со спектром принимаемого сигнала. Поэтому искомый оптимальный пространственный фильтр, восстанавливающий ДНА, должен иметь коэффициент передачи К(О„,Ох) = ЛЕ,„(О„,О,) = ВЕк(0„0,) Р[-)Л [О„С„'+О,.С;"), где ~с.~с — направляющие косинусы найденного фильтра (опорного сигнала); А и  — некоторые константы.
Тогда выходной сигнал антенной системы будет определяться произведением Я,„„(0„,0х)=Я,„(О„,Ок)К(0„,0х)=АЕвЛ~[1 — С, — С.'~,~ х х[Е, (О„,От)[' р[)З [0,(С„-С,")+Ог(С,,-С,')). Выходной сигнал точно настроенной антенной системы :„(О,о) = ЦЕ,„„(0„,0„)(О„Юх = =л'(>-с!-с,') [Яз,.э„н,,() аю,~=я„[~-с!-с„') зГ го 2 где Я, = Х '[ (([5, (0„,0 )~ М„г?0 ~ — эффективная площадь антенны. Таким образом, оптимальная пространственная обработка сводится к умножению на комплексный коэффициент передачи сигнала с каждого элемента раскрыва антенны, имеющего координаты Х, У или пространственные частоты 0„,0 . Для этого необходимо раздельно управлять амплитудой и фазой сигнала в каждой точке раскрыва антенны, чего можно достичь только в ФАР, элементы которой дискретно (с интервалами и и Ь ) распределены по раскрыву.
Предположим для простоты, что число элементов решетки равно /Ч (М- нечетное число по координатам Х и У). Тогда координаты элементов ФАР будут О„=ш/). и 0 з = ЬЬ~?, где номера элементов решетки по координатам Л' и У, т.е. 190 Ь» — ) »'иЬ, равны О,+(,+2, ..., + —.
Следовательно, Як(0„,0»)=бм и 2 2к(О„С„+0„»С»»)=е». Поэтому коэффициент передачи имеет дискретный характер К, = АЯе» ехр( — /2я(»(а/Л)С„, + К(Ь/Л)С,,» ')/= И',» ехр(-ур,»), (8.3) где Ия = АЯн»;»р,» = »1», + Ля»,; 1»„= 2к(а/Л)С„"; 1» = к(Ь/Л)С'; С„', направление приема, задаваемое настройкой значений соответствующих направляющих косинусов с помощью фазовращателей. При а = Ь = Л/2 (полуволновая антенная решетка) получаем 1», =кС» . Оптимальная пространственная обработка может быть реализована с помощью ФАР с использованием как фильтров, так и корреляторов.
В соответствии с (8.3) оптимальный пространственный фильтр имеет в канале обработки каждого элемента ФАР ( А», А„,... н т.д.) весовой усилитель или аттенюатор с коэффициентом передачи И'„и фазовращатель для настройки на заданное направление приема сигналов. Прн корреляционной обработке весовые амплитудные множители и фазовые сдвиги вносятся с помощью сигнала гетеродина, а настройка на заданное направление — поворот главного лепестка ДНА — выполняется на промежуточной частоте. Переход к ФАР требует существенного усложнения антенной системы за счет введения весовых усилителей, фазовращателей, системы управления фазовращателями и т.п.
Вместе с тем положительные свойства ФАР, такие как электрическое сканирование луча, возможность формирования одновременно нескольких лучей, высокая надежность и т.п., привели к быстрому внедрению ФАР в практику радиолокации. 8.2. Устройства подавления пространственных активных помех Изложенные принципы приема пространственного сигнала позволяют не только выполнять оптимальную обработку пространственно- временных сигналов на фоне пространственно-временных некоррелированных и равномерных по пространству шумов и помех, но и оптимально обнаруживать полезные сигналы на фоне пространственных коррелированных помех.
Однако, как было показано, в общем случае решать эти задачи трудно. Поэтому на основе сведений об устройствах обработки пространственных сигналов (ФАР) рассмотрим более простые задачи компенсации мешающих пространственных сигналов — разновид- 197 ности пространственных коррелированных помех. Действительно, практика радиолокации показывает, что можно вполне успешно создавать устройства, способные подавлять пространственные активные помехи. Наиболее простые из таких устройств основаны на компенсации помехового сигнала или на деформировании ДНА и применимы при небольшом числе источников помех в пространстве.
В более сложных ситуациях, когда число источников помех велико, используют более сложные системы обработки пространственно-временных сигналов. Устройства компенсации помех. Когда направления на источники сигнала и активной помехи не совпадают, можно скомпенсировать помеху, применив устройство с основной и дополнительной антеннами. Пусть основная антенна Ао принимает помехууо, а дополнительная компенсационная антенна А, — помеху у, того же источника, отличающуюся на гр по фазе от уо (рис. 8.3). Считаем, что на выходе сумматора образуется напряжение ух = у„+ и,, где напряжение компенсируюшего канала и, =У,И'+уУ,И; Тогда . о Ух = Уо+ УР'+/У~ Иы о где у, = уу,.
Рас. а.з. Сгруюурнаа схема га) и всигорнаа диаграмма сиг- Весовые коэфнааов[ог аомнсисагора активной помехи фициенты для компенсации помехи формируются в соответстаии с алгоритмами И'=-К,М(уу ) иИ; =-КгМ(угух~, где ʄ— коэффициент усиления цепи компенсации помехи; М(...) — математическое ожидание. Подставив в эти соотношения значения ух н проведя усреднение, получим И = -К,М(У,У, + ИУ,У, + И;У,"У,) = = -К„М(У,У,) - К:,(УМ(У,') - К,И,М(У,"У,) . Составляющая М(у, ) = а,, а М(у,у,) = рп,п,.
Кроме того, М(у,у,")=О, так как компоненты у, и уо ортогональны. Поэтому Иг = -К„~рог,а., + И'сг,'1, откуда Весовой коэффициент И; вычисляют с помощью формулы (8.4) от ' где Р' = М(усу,')~<го<т<~, которая вьщодится аналогично предыдущей. При Ке >! полученные выражения упрощаются и принимают вид И'=-Рсго/о, и И', =-Р <го/о, о о На основании этих соотношений можно синтезировать структуру квадратурного компенсатора с корреляционными обратными связями (рис.
8.4), в котором компенсируется помеха. Устройство обеспечивает минимум среднего квадрата напряжения (мощностн) помехи на выходе: М(ух~~ = М(~ус+ У И', +уоИ',о~ ) = = М(у,')+И",М(у,')+(И",)'М((у,')«)+ +2И<М(усу<) + 2И~< М(усу< )+ +2И',И'~М~ о) ««+И~«г«+) И о~ 1оО~ + +-И<ро'оо'<+2И< Р 'го'г< 7 о а о где у, = /у,.
а Найдем минимум этого выражения при вариации И',: — М( у ~ = 2И',о,«+ 2ро,о, = О, рнс. аив Структурная схема компснса- тора активной помехи с корреяянион- ными обрап<ыми связями откуда И'„„,=-ра.,/о, Аналогично И;", =-р'сг,/сг,'. Эти выражения совпадают с полученными ранее в предположении К„> 1. Если подставить И;и и И",и в выражение для М(у'), то <г. =с«'о-Р <«'о-(Р ) <«'о =~о()-Р -(Р ) ). 220222«о« Обозначим р'+(р')' =Ц, поскольку Р = р+ /р, Тогда окончательно получим ох =<го()-~р~ ), откуда коэффициент подавления мощности Ко= Р„„./Ра, = ~з/сг'=[1 — ]р] Г .
.! При некоррелированной помехе ]р] -+О, К„-+1, и подавления 3 помехи нет. При сильно коррелнрованной помехе ]р] -+ 1, К„ -+ о, и подавление помехи максимально. Весовой коэффициент можно представить в виде И', = И', ж /И",, где И', =]И',] сов !р = И; сок !р И! =1Ия]айп !1! = И! 5!!! $1! . При этом 1И!]= И~„=[И', +(И',~)~) '~~ . (8.5) Устройство подавления с деформацией ДНА. Рассматриваемое устройство позволяет сформировать минимум диаграммы в направлении на источник помехи, требует дополнительной антенны (рис.
8.5) и является иллюстрацией функционирования устройства (см. рис.8.3). Обозначим через ЯО) и у!(0) исходные диаграммы направленности основной и компенсирующей антенн, а через /з(0) результирующую диаграмму рпс. яд струюуриая схема ус!роя- антенной системы из антенн А„и А,. ТоегвафоРл!иРоваииапловааавДНА гда яг (О)= / (О)+И//(О) Если Π— гло- вая координата источника помехи, то для компенсации помехи нужно выполнить условие Р(0)=0, откуда И'=-Уо(0!)/У(0)=И(0!). Подставив это соотношение в выражение для / (О), получим /~(0)= /,(О)- -[/;(О,)/у;(О)] /;(0). Видно, что при В-+О, у.(О)-+О, и в направлении на источник помехи образуется провал в ДНА.
При действии нескольких помех с ряда направлений необходимо большее число антенн, чтобы антенна А, и одна из других антенн А, образовывали компенсирующее устройство акРис. 8.6. Схема простраисгвсшми обработки лля тивной помехи с я-го направподавления нескольких (л'1 помех пения (рис. 8.6).
200 Построение оптимальных устройств подавления активных помех. Реализация оптимальной пространственной обработки при подавлении помехи от источника с угловой координатой О требует определения весовых коэффициентов И;(0) или при объединении последних — весового вектора Ът'(0), связанного с обратной корреляционной матрицей К '(ОО) .
Если известны направления на источники помех и па- раметры антенны, а также если помеха очень интенсивна, то матрицу В '(ОО) можно вычислить однозначно. Поскольку в общем случае К (ПО) связана с корреляционными характеристиками помех и сигналов, нахождение ту(0) зависит от использованного при синтезе И' критерия оптимальности. При различных критериях, например, минимума среднего квадратичного отклонения или максимума отношения мощностей сигнала и помехи, вектор тт' будет связан с различными корреляционными матрицами (функциями), как это показано далее. Пусть антенная решетка (рис.
8.7) состоит из одной основной ((=0) и У вспомогательных антенн. После взвешивания с весом И', выходные сигналы антенн суммируются и результат сложения ух сравнивается с сигналом н,. По результату сравнения к=у -н, блок управления весовыми коэффициентами БУВК формирует веса И', в ка- папах вспомогательных антенн.
Будем считать, что помеха является узкополосным гауссовским случайным процессом. В момент 1 уе(т) ~Я»~~уХ~(т)И~ ~ о г я Рне. 8.7. Схема похаантеая полых е хорреаяпнонной обратной снятые на антенной решетке 1 тле У(г)=[уф),у,(!)...у„(~)] — вектор-столбец компонентов сигналов элементов антенны; Т вЂ” знак транспонирования матрицы. Каждый компонент ! является вектором-строкой: у, = =(у(б),у,(гз),...,у,(гн)). Вектор-столбец весовых коэффициентов обозначим ЪУ=(И~ Из - И'и) . Используем критерий минимума среднего квадратического отклонения 201 е =[во(г) уе(г)) где в, — вектор опорного сигнала.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
