Перунов Ю.М., Фомичев К.И., Юдин Л.М. Радиоэлектронное подавление информационных каналов систем управления оружием (2003) (1186261), страница 53
Текст из файла (страница 53)
Для получения большего, чем на 360' изменения фазы, а также формирования сигналов помех сложной структуры, применяют их последовательное соединение или ЛЕВ с пространством дрейфа, которые имеют малый уровень паразнтной АМ, высокую крутизну модуляционной характеристики и малые уровни модулнрующих напряжений. Как уже отмечалось, для помеховой модуляции используются как периодические регулярные во времени сигналы, так и случайные. В первом случае спектр модулированных колебаний будет дискретный, во втором — сплошной (441. Распределение амплитуд спектральных компонент спектра при фазовой модуляции определяется величиной девиации фазы и видом модулирующего сигнала. В обгцем виде для формирования помех по скорости используется периодический несинусоидальный сигнал.
Фазомодулированное колебание аналитически описывается выражением: ай= 1. [ю.г.с й+р ~ (7 1) где Аа — амплитуда колебания; шс- круговая несущая частота; ~(г) — мгновенный фазовый угол, нзменяеющийся в соответствии с модулирующим сигналом; <ра- начальная фаза. Если 9(г) — периодическая функция времени с наибольшим периодом Т, то ФМ колебание можно представить в следующем виде: л(г)= ~~~~~ С.соз[сзог+льзг 9л+%с1 (7.2) где комплексная амплитуда спектральной составляющей 2 С„= — ~а Иехр [ — ) (гас + л И ))~ — )ав ~ сг, (7.3) С„= С„ехр ( — дъ). Подставляя (7.1) в (7.2) и пренебрегая высокочастотными составляющими, получаем: 1 С„= — ( ехр ) [д~ (г) - л 12 г ~ ~1г .
(7.4) тз 196 При представлении формы периодического модулнрующего сигнала в виде отрезков прямых, позволяющих описать основные формы модулнруюших колебаний, можно выполнить непосредственное вычисление интеграла (7.4) и получить замкнутые выражения для амплитуд спектральных составляющих фазомолулироРис. 7.10. Форма модулирующсгс колебания ванного сигнала. В качестве примера рас- смотрим случай, когда модулирующий сигнал представляет собой периодическую трапециидальную функцию времени (рис. 7.10). После соответствующих вычислений можно получить выражения для амплитуд спектральных составляющих ФМ колебания: т1 Т тг Т С вЂ”вЂ” 51л Ь1Р----- и11' ~2 51п Л~Р+-— -1-и —.'.~ — — ь,".~~-~'~ — — ь,- .'1.
ии ~ 2 2Т ~ ~ 2 2 (7.5) Общее выражение (7.5) позволяет получить спектры ряда конкретных ФМ колебаний. Если принять тз = 0 и т, = Т, то получим выражение для амплитудного спектра колебания, модулированного по пилообразному закону с нулевым временем обратного хода: 51и(Л5 — ил) (7б) Ь<р — ил: Если Лк = ил, то амплитуды всех спектральных компонент, кроме и-й, равны нулю, а и-я составляющая имеет амплитуду, равную единице.
Когда Ь р и ии, спектр колебания состоит из ряда спектральных составляющих, разнесенных по частоте друг от друга на величину, равную ПТ. При модуляции по симметричному пилообразному закону (т1 = тз = Т/2) имеем ЛР . 1' ил'1 С = — 51П Ь1р —— л 2 1 1*-(=,) (7.7) В данном случае спектр модулированного колебания симметричен относительно несущей частоты (и = О). Если положить т1 = 51.— - О, то получим выражение для амплитуд спектральных составляющих сигнала, модулированного по фазе сигналом прямоугольной формы: 2, 1ьт ( ила С„= — 5!П вЂ” со5 Ь1р —— г (7.8) 197 В этом случае амплитудный спектр симметричен относительно несущей частоты колебания.
Амплитуды спектральных составляющих с четными номерами равны нулю. Для обеспечения высокого качества уводящей помехи по скорости к модулнрующему пилообразному сигналу предъявляются следующие требования: наклон пилообразного напряжения должен быть линейным, время обратного хода пренебрежимо малым и максимальная левиация фазы (размах) должна составлять 360'. Однако эти оптимальные условия не всегда выполнимы из-за ограничений по размерам, массе и стоимости аппаратуры. Отклонение параметров пилообразного колебания от оптимальных вызывает увеличение потерь преобразования и уменьшение коэффициента подавления в спектре помехи остатка мощности на несущей частоте входного сигнала.
Потери при преобразовании частоты показывают насколько мощность выходного сигнала с преобразованной частотой меньше мощности нс преобразованного по частоте сигнала при одном и том же уровне входного сигнала. Подавление сигнала иа несущей частоте характеризуется отношением выходной мощности сипнща с преобразованной частотой к выходной мощности сигнала, частота которого равна частоте входного сигнала.
Типовая величина этого параметра лежит в пределах от — 15 до -40 дБ в зависимости от сложности устройства сдвига частоты. Этот параметр исключительно важен, потому что от него зависит степень "подсвета" защищаемого объекта передатчиком помех, когда станция помех может играть роль маяка, облегчаюгдего наведение ракеты. Для оценки этих параметров рассмотрим спектр ФМ колебания, модулированного несимметричным пилообразным сигналом. Для этого положим т,+тз = Т и т, ть Тогда ф— Ь~рз)п(Ь1р -лльт) (7.9) (Ьд~ — лтл)(л~р+ л(1 — т)л~ где т=т,~Т.
Спектр этого колебания асимметричеп относительно несущей частоты колебания. При Ьд = лтк (л=1, 2, 3,....) амплитуда л-й спектральной составляющей максимальна и равна т. Увеличение относительного врелюни обратного хода пилообразного колебания приводит к уменьшению асимметрии спекгра и уровня максимальных амплитуд спектра, а так же к обогагцению спектра. Так„при гл = 0,9 максимальный коэффициент потерь преобразования по мощности в случае оптимальной девиации фазы (л9ьр, = = лрлл) равен 1/т~.
При рл = 0,9 его величина составляет 0,92 дБ. Коэффициент подавления си~нала мощности на несущей частоте входного сигнала для случая оптимальной девиации фазы (Лд,р, = лгал) определяется как г (7.10) С (в)„1„)' ' При рл — — 0,9 и л =1 коэффициент подавления составляет — 19,5 дБ. Для получения больншх значений коэффициентов подавления потребуется формировать пилообразное модулирующее напряжение с еще меньшим временем обратного хода. Так, для обеспечения в спектре подавления остатка мои~ности на несущей частоте входного сигнала — 40 дБ длительность обратного хода пилы должна быть не более 1;4 от ее периода.
Однако это не единственный фактор, который влияет иа параметры сдвига частоты с помощью управляемого фазовращатсля. В реальных условиях равенство девиации имеет место только для одного значения несущей частоты из-за зависимости крутизны фазовой модуляционной характеристики от частоты, например, в широкополосных ЛБВ. Поэтому для обеспечения высококачественного сдвига частоты в данном случае потребуется вводить частотно-зависимую регулировку амплитуды модулирующего пилообразного напряжения или применить ЛБВ с пространством дрейфа.
В табл. 7.1 приведены величины остатка мощности на несущей частоте модулируемых по фазе колебаний для различных модулирующих сигналов, используемых при создании помех доплеровским РЛС. Дальнейшее снижение уровня спектральной составляюгцей на несущей частоте РЛС возможно путем использования для формирования помеховых сигналов сложной формы нескольких фазовых модуляторов, соединенных последовательно.
198 Таблица 7.1. Величины остатков мощности на несущей частоте при различных видах фазовой модуляции Аналитическое Ошимальиая величина Вид модулируюшего по фазе сиглыла № Ып выражение для остатка мощности Нули функции Бесселя О-го по ядка Гармоиическая модуляция одним тоном ехр -Л~р,в иым законом распределен амплитуд и эффективной девиацией азы Л реализуемой девиацией фазы Периодическое скачкообразиое изменение фазы ~ сдискретом фазы ЛЕ и числом скачков Фа 2 Л'ря 1 2 алп Мо— Оплималъяая величина Фо . з ЛЧ'я гйп 2 Л(р,=2 /ЖО С помощью фазовой модуляции можно получить многочастотный спектр с разносом составляющих, равным частоте модулирующего напряжения. Фазовая пилообразная модуляция приводит к образованию многочисленных составляющих, кратных частоте модуляции.
По всей вероятности некоторые из этих спектральных составляющих будут превышать уровень остатка мощности на несущей частоте входного сигнала. Так или иначе спектр при ФМ очень сложен и должен учитываться как при разработке станции помех, так и при проектировании средств и методов помехозашиты РЛС. При разработках РЛС, у которых предусматривается защита от воздействия помех по скорости, должна учитываться возможность помехового воздействия всех составляющих выходного спектра станции помех. 7.3. Радиоэлектронное подавление двухканальной системы сопровождения, использующей одновременно импульсное и непрерывное излучения Рассматриваемая в данном случае радиолокационная система состоит, по существу, из двух РЛС„работающих на обгцую антенну, одна из которых — обычный импульсный радиолокатор, а другая — доплеровский радиолокатор непрерывного излучения.
Информацию по угловым координатам сопровождаемой пели в этом случае можно 199 аынеы очааыаеел Н ! получить одновременно с выхода приемных устройств импульсной и непрерывной РЛС в зависимости от складывающейся тактической ситуации и качества данных, поступающих от каждой РЛС. Перед разработчиками средств РЭП в данном случае встают две проблемы: одна — подавление двух РЛС, работающих на разных несущих частотах, вторая — невозможность маскировки самолета с помощью дипольных отражателей из-за присущей РЛС с непрерывным излуче- Трао ырнл ноле н нел Унарные Ф ен олены 1 пнем возможности сопровождения и селекции целей по доплеровской Рис. 7.11.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
