ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования. Под ред. А.И.Перова (2010) (1151961), страница 43
Текст из файла (страница 43)
Суммирование всех принятых сигналов на входе приемника приводит к результирующему сигналу, который флуктуирует по амплитуде, фазе и задержке огибающей. При достаточно медленных флуктуациях следящие системы приемника за дальномерным кодом, фазой (или частотой) сигнала сопровождают мгновенное значение соответствующих параметров, которые отличаются от истинных значений задержки, фазы (или частоты), т.е. возникает ошибка оценивания псевдо дальности и псевдо скорости.
Кроме того, искажаются формы дискриминационных характеристик дискриминаторов задержки, фазы (или частоты), что также негативно сказывается на точности формируемых оценок. Так как в приемнике осуществляется корреляционная обработка сигналов, а используемые в ГЛОНАСС фазоманипулированные сигналы некоррелированы при сдвиге кодовой последовательности на длительность г, символа дальномерного кода, задержка огибающей отраженного сигнала на величину, большую или равную г,, не влияет на работу приемника. Поэтому режим работы НАП с ВТ-кодом меньше подвержен влиянию многолучевости, чем режим работы с кодом стандартной точности.
Указанное обстоятельство можно использовать для грубой оценки максимально возможной ошибки в оценке псевдо дальности, обусловленной многолучевым распространением сигнала, а именно дД „„„=сй„„~ = г,с, что составляет около 600 м при использовании кода стандартной точности и около 60 м при использовании ВТ-кода. Если сигнал приходит от НС, расположенного в Зените, то условий для его переотражения возникает существенно меньше, чем при приходе сигнала от НС, находящегося под низким углом места. Поэтому одним из методов борьбы с многолучевостью является отказ от работы по сигналам НС с малым углом места. Для отображения этого факта, вводят понятие угла маски, типичное значение которого составляет 5...10'. Соответственно антенну преемника проектируют так, чтобы для углов, меньших угла маски, коэффициент усиления антенны был меньше, чем для остального сектора углов.
Другой метод борьбы основан на том факте, что с НС излучается сигнал с правой круговой поляризацией. При переотражении сигнала от местных предметов характер его поляризации меняется. Поэтому использование приемных антенн, согласованных с поляризацией прямого сигнала, ослабляет влияние переотраженных сигналов (примерно на 3 дБ по мощности). Кроме того, известны разработки специальных антенн, снижающих влияние многолучевого распространения сигналов [6.11].
Естественным методом борьбы с многолучевостью является поднятие антенны приемника на максимально возможную высоту, по крайней мере относительно наиболее существенных отражающих объектов. Эффективным способом снижения влияния многолучевости на точность оценки псевдо дальности при работе с сигналом стандартной точности являет- 288 Источники погрешностей и точность НВО ся использование дискриминатора задержки с узкой апертурой дискриминационной характеристики. При этом используется то обстоятельство, что, если разность задержек принятого переотраженного и опорного сигналов дискриминатора превышает его апертуру, то такой переотраженный сигнал «не проходит» на выход дискриминатора и, следовательно, не влияет на работу следящей системы за задержкой сигнала.
Для неподвижных приемников уменьшение влияния многолучевости на точность определения псевдо дальности может быть достигнуто за счет дополнительного сглаживания кодовых измерений фазовыми измерениями (7.5~ (см. и. 6.4.2.2). Отметим, что проблема многолучевости актуальна не только для систем спутниковой навигации, но и для систем мобильной связи и других радиотехнических систем, работающих в городских условиях.
Поэтому по данной проблематике велись и продолжаются интенсивные исследования. 7.6. Погрешности, вносимые навигационным приемником В навигационном приемнике сигналов НС на этапе первичной обработки формируются оценки псевдо дальности и псевдо скорости на базе следящих систем за задержкой огибающей и фазы (или частоты) сигнала. Следящие системы, обладая конечной полосой пропускания, вносят ошибки в оценки указанных параметров. В гл. б проведен анализ этих ошибок для различных режимов работы приемника и оптимальных алгоритмов обработки сигналов, из которого следует, что их величина существенно зависит от ряда факторов: отношения д,~ мощности сигнала на входе приемника к спектральной плотности внутреннего шума приемника; режима работы — когерентного или некогерентного, по сигналам стандартной или высокой точности, одночастотный или двухчастотный; алгоритмов обработки сигналов и информации; динамики движения потребителя и др.
При этом диапазон погрешностей оценивания псевдо дальности составляет 0,5...30 м, а псевдо скорости — 0,1...10 мlс. Данные погрешности обусловлены внутренним шумом приемника и динамикой движения потребителя. Кроме данных источников погрешностей в приемнике есть еще один источник погрешностей оценивания псевдо дальности и псевдо скорости — опорный генератор. Погрешности, обусловленные опорнъьи генератором приемника Как отмечалось в п.
2.4 опорному генератору присуща нестабильность частоты формируемого гармонического колебания. При этом на характеристики следящих систем приемника оказывает влияние кратковременная нестабильность частоты. Нестабильность частоты ОГ приводит к нестабильности шкалы времени приемника [см. (2.4), (2.7)] и флуктуациям фазы ОГ (см. (2.3), 10-1026 289 Глава 7 2 ...(Х)= . (1). ~'оХ (7.55) Используя известное соотношение между спектральными плотностями процесса и его производной [формулы (7.54), (7.55)1, получаем ( ) цр() (7.56) 4, 2„,2 'о Для выпускаемых ОГ обычно ~о = 10 МГц, поэтому (7.56) можно представить в виде Ж = 7,79 10 '~5„„(1) .
(7.57) Значение может меняться от 5„„(1) =10 ' ( — 70 ЙВс) (ГК99 фирмы «Марион») до 5„„(1) =10 'о (-100 ЙВс) (ГК89-ТС фирмы «Марион»), что соответствует Ж~ — — 7,79 10 '~ Гц и Ж =7,79 10 '~ Гц. Принимая модель (7.54) для относительной нестабильности частоты, рассчитаем дополнительную ошибку в оценке псевдо дальности и псевдо скорости, которую вносит данная нестабильность. Так как данные ошибки малы относительно апертуры дискриминационных характеристик дискриминаторов задержки и фазы, можно использовать линеаризованные модели следящих систем. Кроме того, для простоты анализа будем рассматривать непрерывные варианты следящих систем. 290 (2.6)].
Спектральные характеристики флуктуаций фазы существенно зависят от типа используемого ОГ. Наиболее совершенные ОГ в области частот 1 ... 10 Гц характеризуются спаданием спектральной мощности фазовых шумов 40 дБ на декаду. Для таких ОГ относительная нестабильность частоты 6~ „(1) описывается формулой (6.221), которую для удобства приведем еще раз: "=М) (7.54) И1 Здесь ~, (1) — БГШ с односторонней спектральной плотностью У~, Гц.
Для определения численного значения Ф~ обратимся к характеристикам фазовых шумов ОГ, приводимых в техническом паспорте. Как правило, приводится односторонняя спектральная плотность Я„„(~) циклической фазы в диапазоне частот 1...1000 Гц (см., например, табл. 6.4). Полагая спадание спектральной мощности фазовых шумов 40 дБ на декаду, запишем 5„~(~)=5„~(1)/~, где Я„„(1) — значение спектральной плотности при 7 = 1 Гц. Тогда, используя (2.10), запишем Источники погрешностей и точность НВО Рассмотрим линеаризованную следящую систему за задержкой сигнала (6.103), в которой положим во входном воздействии отсутствует аддитивные шумы и динамическая составляющая изменения задержки, обусловленная взаимным перемещением НС и потребителя, а присутствует лишь составляющая, й'(~) обусловленная флуктуациями времени г', т.е.
у(~) =~', где =А;,(~); М ои„описывается (7.54). Следовательно, уравнения фильтрации задержки сигнала можно записать в виде дг ., Ю, — =й +К (г' — г), — '=К (~'-г). т н1 ~ н2 (7.58) Дисперсия флуктуационной ошибки оценки задержки г в установившемся режиме определяется выражением г У~ Но2 У. Р У вЂ” [с'). 2к 1. 1 2~„,~„ ~~(3 ) +1 К„,+К„,~~ (7.59) Так как в оптимальной следящей системе коэффициенты усиления связаны между собой выражением (6.102), а полоса пропускания следящей системы определяется формулой (6.105), то (7.59) можно представить в виде Ж~ (0,53) 0,0526%~ (7.60) 2~~(Фссз) (Фссз) 291 Рассматривая автономное слежение за задержкой сигнала с полосой пропускания ССЗ ф~сз =1 Гц (см. рис. 6.24), из (7.60) при У =7,79 10 '9 Гц получаем ~Р, =0,2 нс (0,06 м), т.е.
ошибка достаточно маленькая. Однако, если мы для повышения помехоустойчивости малоподвижного приемника выберем полосу пропускания ССЗ фс з — — 0,2 Гц (см. рис. 6.24), то ошибка, вносимая ОГ, будет составлять ~Р, = 2,24 нс (0,72 м), что уже сопоставимо с динамической и флуктуационной ошибками ССЗ. Еще большие проблемы возникают, если используется комплексный фильтр слежения за задержкой огибающей и доплеровской частотой сигнала (см.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
