Власов И.Б. Глобальные навигационные спутниковые системы (2008) (1151863), страница 18
Текст из файла (страница 18)
е. включает в себя операцию вычисления производной дт которая в силу независимости величин г и т может выполняться под знаком интеграла: 93 аг~) '„' „~аР!г-) На практике эту производную обычно заменяют конечной разностью двух опорных последовательностей, сдвинутых относительно друг друга на величину йс, равную длительности символа ПСП: Р г — т+- -Р г-т- (7.1) ~т '! В литературе последовательность Р г — т+ — обычно обозна- 2 ! чается буквой Е (от англ. еаг1у — раньше), а последовательность 5т1 Р г — т- — )! — буквой Х (от англ.
!аГе — запаздывать). Из формулы 2 ) (7.1) следует, что дискриминатор задержки может быть реализован в виде двух корреляторов, на опорные входы которых подаются последовательности Е и Е. На рис. 7.5 приведен пример схемы слежения за задержкой (ССЗ), построенной по такому принципу. Генератор опорного сигнала содержит формирователь ПСП, выходной сигнал которого поступает на трехбитовый регистр сдвига, такгируемый с частотой, в 2 раза превышающей тактовую частоту ПСП.
С крайних отводов этого регистра снимаются последовательности Е и Л, которые поступают на опорные входы квадратурных корреляторов, аналогичных рассмотренным выше. Полученные на выходе накапливающих сумматоров квадратурные составляющие 7ы Ды 1к, Дк последовательностей Е и Е используются для расчета сигнала рассогласования (ошибки) и . В некоторых типах дискриминаторов используют третью последовательность, снимаемую со среднего отвода регистра и обозначемую буквой Р (от англ. рготр~— в данный момент, незамедлительно). На практике применяются различные алгоритмы вычисления сигнала и ошибки. Непосредственно из формулы (7.!) следует алгоритм ; = ~ьг'а.'-ФР'а (7.2) Этот алгоритм обеспечивает хорошие характеристики в области малых отклонений Йс, но крутизна его дискриминаторной характеристики и = 7 !Ьт) зависит от амплитуды сигнала.
Для устранения этого недостатка вводится нормировка сигнала ошибки и,,: 95 Фе+0й -А'+Й (7.З) ~у2 +р2 + ~у2 +р2 однако при этом возрастают вычислительные затраты. Поэтому на практике предпочтение отдают трехканальному (Е, Р, Е) алгоритму . =(7Е-7МР+Яа-й. Ир (7.4) который практически не уступает (7.3) по характеристикам и при этом требует минимальных вычислительных затрат.
Для реализации этого алгоритма в схему, изображенную на рнс. 7.5, добавляется еще один квадратурный коррелятор, на который в качестве опорной подается Р-последовательность. С выхода дискриминатора сигнал рассогласования и через сглаживающий фильтр поступает на ГПСП для управления временным положением опорной последовательности. Струкгура сглаживающего фильтра определяется принятой моделью изменений задержки, т. е. в конечном счете, принятой моделью движения потребителя. Обычно в АП используются сглаживающие фильтры не выше третьего порядка.
Канал оценки двплеровекои частоты и фазы сигнала. Алгоритм слежения за частотой и фазой несущей в АП СРНС обычно также имеет двухэтапную структуру, поскольку погрешность оценок гд, получаемых на этапе обнаружения (порядка сотен герц, см. выше), превышает полосу захвата фазовой автоподстройкн частоты (ФАП), имеющую порядок 50 Гц. Поэтому первым этапом доплеровской фильтрации является уточнение величины Рд, реализуемое схемой частотной автоподстройкн (ЧАП), а затем система переходит в режим слежения за фазой. При этом оценка доплеровского сдвига Рд формируется уже не непосредственно путем слежения за частотой несущей, а дифференцированием оценки фазы несущей ф, вычисляемой фазовым дискриминатором. Известно, что частотный дискриминатор можно реализовать путем соответсвующей обработки отсчетов синфазной и квадратурной составляющих 1 и Д, полученных в смежные моменты времени ц, б ги Наиболее простой в вычислительном отношении и одновременно близкий к оптимальному алгоритм частотного дискриминатора имеет вид: иà — — 1~ Я, — Уев, и Схема ЧАП, реализующая такой алгоритм, приведена на рис.
7.б. Оптимальный алгоритм слежения за фазой в общем случае имеет достаточно сложную структуру. Его упрощение возможно с уче- 96 том того факта, что в момент перехода к слежению за фазой накопленное отношение Р,ДР уже достаточно велико (порядка 10 дБ и более). Известен ряд квазиоптнмальных алгоритмов слежения за фазой, полученных с учетом указанного условия: Костаса, арктангенсный и др.
На рис 7.7 приведена используемая на практике схема ФАП, реализующая алгоритм вида п(<рь)=й, 'а (6), характеристики которого близки к оптимальным, а вычислительные затраты минимальны. Очевидно, что если исключить операцию з(яп, получим классический вариант схемы Костаса: п(<р~) = Я,(1ь). Из сравнения рис. 7.б и 7.7 следует, что алгоритмы ЧАП и ФАП имеют много общего и могут быть реализованы с помощью единой схемы. Переход от алгоритма ЧАП к ФАП при этом сводится к небольшому числу коммутаций.
Порядок и параметры сглаживающего фильтра в цепи обратной связи, как и в ССЗ, определяются выбранной моделью динамики потребителя. Отметим, что параметры (полоса пропускання и (илн) коэффициент усиления) цепи обратной связи могут в процессе наблюдения изменяться в зависимости от полученных оценок, т. е. процедура фильтрации может быть адаптивной. Комплексная фильтрация оценок РНП. Описанные выше алгоритмы фильтрации, как уже указывалось, получены при допущении о независимости оценок псевдозадержки, доплеровского сдвига и фазы навигационного сигнала.
В современной АП все чаще использунпся комплексные фильтры, учитывающие взаимосвязь указанных параметров. Расчеты показывают, что комплексная (совместная) фильтрация измерений задержки огибающей и доплеровского сдвига в некогерентном приемнике позволяет в несколько раз снизить шумовую погрешность измерений задержки. (В технической литературе такой прием получил название «доплеровской поддержки измерений по огибающей».) В когерентном приемнике существует возможность фазовой «поддержки» указанных измерений, однако непосредственное извлечение из фазы сигнала информации об его задержке связано с проблемой неоднозначности фазовых измерений (подробно см.
разд. 1О). В то же время в системе слежения за фазой формируется достаточно точная и однозначная оценка доплеровского сдвига частоты, которую можно использовать в комплексном фильтре. В результате точность измерения задержки воз- 98 растает в 1О и более раз по сравнению с автономной системой слежения 12]. Канал выделения навигационной информации. В канале выделения НИ, передаваемой путем низкочастотной относительной фазовой манипуляции (ОФМ), используется сигнал на выходе одного из квадратурных корреляторов. Алгоритм выделения НИ сводится к определению знака отсчетов квадратурной составляющей: дь — — з18п 7ь. Полученные значения дь затем поступают в схему демодуляции навигационной информации.
Пример структурной схемы канала дешифрации НИ для СРНС ГЛОНАСС приведен на рис. 7.8. Нв дешифратор навигационных ивиных Рис. 7.8. Схема канапе дешифрации НИ для СРНС ГЛОНАСС Блок вьщеления синхросимволов, фиксируя моменты смены полярности сигнала д~, выделяет импульсы символьной синхронизации бидвоичного кода частоты 100 Гц (см. разд.
5). Эти импульсы используются для символьной синхронизации блоков выделения метки времени, блока формирования вспомогательного меандра частоты 100 Гц и блока выделения бидвоичного кода. В блоке вылеления метки времени после свертки на корреляторе последовательности значений Юь н опорной ПСП МВ, генерируемой в АП, формируется импульс, синхронный с задним фрон- том 30-го символа кода МВ, совпадающий с двухсекундной меткой.
В результате суммирования по лют вспомогательного меандра и бидвоичного кода выделяются импульсы символьной частоты 50 Гц информационной последовательности (восстанавливаются символы НИ), которые подвергаются дополнительному сглаживанию на интервале 20 мс. Границы интервалов сглаживания определяются импульсами символьной частоты НИ (50 Гц), формируемых соответствующим блоком. После сглаживания символы НИ вместе с метками времени поступают на навигационный процессор.
7.3. Вторичная обработка навигационной информации 7.3.!. Оценка параметров вектора состояния потребителя Основной целью этапа вторичной обработки является решение задачи НВО, т. е. определение вектора состояния потребителя. Исходными для решения этой задачи являются полученные на первом этапе оценки РНП вЂ” псевдозадержки тп и пседодоплеровского смещения скорости рд, называемые первичными, или «сырыми», измерениями. С использованием соответствующих навигационных функций и данных НИ по «сырым» измерениям рассчитываются оценки НП, на основании которых и решается навигационная задача. Обратим внимание, что первичные измерения есп, результат наблюдения на ограниченном интервале времени в присутствии шумов, т.
е. онн являются случайными величинами. Поэтому решение навигационной задачи возможно только статистическими методами. Наиболее простым решением этой задачи является так называемый одноиюговый алгоритм ~2], основанный на независимой обработке совокупностей первичных измерений„получаемых в каждый момент времени. Так как измерения псевдодальностн и псевдоскорости считаются независимыми, рассмотрим для простоты одношаговый алгоритм обработки псевдодальномерных измерений.
Поскольку минимальное число НКА, при котором навигационно-времснная задача имеет единственное решение, равно четырем, одномоментную выборку измерений РНП, содержащую не менее четырех независимых значений псевдодальностей, называют полной. Координаты НКА и потребителя при решении навнгационно-временной задачи удобно описывать в геоцентрической экваториальной прямоугольной системе с началом отсчета в центре масс Земли. В этом случае определение координат в АП по данньзм полной выборки измерений псевдодальностей сводится к решению системы нелинейных уравнений вида (3.2). Эта система линеаризуется в окрестностях априорных (предполагаемых) значений неизвестных параметров Р1 о, Рг о, Рз о Р4 о в результате формируется градиентная матрица (4х4) вида: дР, дР, дР, дР~ дх ду дх дст„ дРг дРг дРг дРг дх ду дх дст„ дР, дР, дР, дР, (7.5) дх ду дх дст„ дР4 дР4 дР4 д~Р4 дх ду дз дст„ дР,.
(....— ) дР, (ун,-у) дР,. (;,,—.) дР,. иге ! аь = Рь-1 +%-г5Рь-~ -1 где д — вектор оцениваемых параметров, Р=~Ьх Лу Лг сЛт„)' АР— разница измеренных и расчетных дальностей от потребителя г- зт доКА, ~И=~Р,— Р, Рг — Рг Рз — Рз Ря — Р4~; 6~ 1 — обРащенная матрица (7.5) (т — знак транспонирования матрицы). 101 дх Р, ' ду Р,- дх Р,. дст„ (Современная АП, как правило, использует результаты первичных измерений но всем видимым НКА, при этом число НКА нревышает число неизвестных, т. е. возникает избыточность системы уравнений. При этом матрица(7.5) имеет размерность 4хМ, где Ж— число независимых измерений РНП.) Известно, что в гауссовском приближении оптимальное решение системы линейных уравнений сводится к методу наименьших квадратов 1161, который, как правило, и используется в алгоритмах решения навигационной задачи.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
