Власов И.Б. Глобальные навигационные спутниковые системы (2008) (1151863), страница 17
Текст из файла (страница 17)
На первом этапе решается задача поиска и обнаружения сигнала на дискретном множестве параметров, число элементов которого определяется исходя из того, чтобы точность получаемых на этом этапе оценок обеспечивала возможность «захвата» измеряемых параметров следящими фильтрами, с помощью которых на втором этапа и производится их точная оценка (фильтрация).
Иными словами, на этапе поиска и обнаружения точность 88 оценок задается существенно ниже, чем требуемая итоговая точность. Рассмотрим более подробно схемотехнические решения, используемые в АП, построенной по такому принципу. 7.2З. Устройства поиска и обнаружения пинала Важнейшей операцией, выполняемой при поиске н обнаружении сигнала, является его оптимальная (согласованная) фильтрация. В АП эта операция традиционно выполняется с помощью корреляционной обработки, поэтому базовым элементом устройства поиска н обнаружения сигнала является многоканальный коррелятор. В зависимости от того, какие сигналы поступают на входы коррелятора, может быть реализована как когерентиая, так и некогерентная обработка. Упрощенная схема некогерентного устройства поиска сигнала НКА приведена на рис.
7.4. Сигнал с выхода устройства преобразования частоты (УПЧ) поступает на квадратурный коррелятор, состоящий из двух каналов Д и Т, кая~цый нз которых включает в себя умножитель и накапливающий сумматор со сбросом. Время накопления в сумматоре Т„чаще всего выбирается кратным периоду Тпсп. Вхсдной Рис. 7.4.
Упрощенная схема устройства поиска сигнала 89 Процедура поиска сигнала НКА начинается с того, что на основании прогноза положения и параметров движения НКА по данным альманаха выбирается некоторая пара априорных значений (тп 1';). Соответственно, на синтезаторе частот устанавливается частота опорного гармонического колебания1;„1, удовлетворяющая соотношению1,„1 = ~„'р — Р', глезер — пРомежУточнаЯ частота, Р' — апРиоР- ное значение доплеровского сдвига. На выходе генератора кода ПСП формируется последовательность Щг — тя), соответствующая дальномерному коду ).-го НКА, задержанному на величину тл Последовательность 1)е(1 — т;) умножается на сигнал с входа синтезатора.
Полученное опорное колебание у(1) = Щ1 — т;) сок (2п1,'„11) поступает на перемножитель канала 1, а через фазовращатель — на перемножитель канала Д. В перемножителях 1 и Д проиходит преобразование принятого сигнала на нулевую промежуточную частоту и образуются видеосигналы, пропорциональные произведению трех сомножителей: ° модулирующей функции принятого сигнала; ° модулируюшей функции синфазной (в канале Д) или квадратурной (в канале 1) составляющей опорного сигнала; ° гармонических колебаний (биений) с частотой 1ьг =- гд — Е. Г Эти видеосигналы накапливаются в сумматорах и затем посту- панк на устройство вычисления квадрата модуля (1~ = ф + 1~. Сумма значений (1~~, Щ (1з~, полученных на и периодах ПСП, некогерентно накопленная в сумматоре, поступает на пороговое устройство, в котором принимается решение либо об обнаружении сигнала с данными значениями (тн Р';), либо об его отсутствии .
При обнаружении сигнала принимается решение о переходе в режим фильтрации РНП и декодирования навигационной информации. При этом полученные оценки РНП (т; Г) используются в качестве начальных условий для соответствующих следящих фильтров. Если сигнал не обнаружен, принимается решение о продолжении процедуры поиска для очередного сочетания параметров (т;+(, Р'.+ ~), устанавливаемых соответственно блоком управления задержкой и блоком управления сдвигом частоты.
Оценим количество комбинаций (ячеек) (тн .Р1), которое целесообразно анализировать в таком устройстве для того, чтобы обеспе- Строго оптимальная решающая статистика для рассматриваемой задачи имеет вил я((/) = )п1а((1) Однаао отношение Р, ~Р на выходе интегратора составляет — 0 дБ (см. нюне).
При этом справедливо приближение!п1о((1) (l, поэтому величина (/З может непосредственно использоваться для принятиа решения. 90 чнть минимальное время обнаружения сигнала при допустимых потерях в отношении сигнал/шум. обусловленных неидеальностью обработки. Как было показано выше, отношение сигал/шум на выходе приемника имеет порядок — 30 дБ. В то же время известно, что для обнаружения сигнала с вероятностью 0 = 0,5 при вероятности ложной тревоги а = 10 4 минимальное (пороговое) отношение Р,/Р составляет 7...8 дБ. Отсюда следует, что в процессе первичной обработки сигнала в АП необходимо накопление сигнала, повышающее отношение сигнал/шум примерно на 40 дБ.
Идеальная фильтрация (когерентное накопление) сигнала на интервале, равном длительности дальномерной ПСП (1 мс), повышает зго отношение в М= 1023 раз, т. е. примерно до 0 дБ. Дальнейшее накопление до требуемого отношения Р,/Рм обычно производится некогерентно, что позволяет при приемлемых потерях существенно упростить аппаратуру. Можно показать, что с учетом нендеальности процедур фильтрации для достижения вышеуказанного порогового отношения сигнал/шум, обычно достаточно некогерентно накопить от трех до пяти ПСП, т. е. длительность некогерентного накопления Т„= 3...5 мс. Более сложная в реализации процедура когерентного накопления используется в случаях, когда необходимо полностью использовать энергию полезного сигнала. Максимальная длительность интервала, на котором фаза несущей остается постоянной, т.
е. возможно когерентное накопление, для ОРИ равна длительности символа НИ (20 мс), а для ГЛОНАСС вЂ” длительности символа бидвоичного кода (10 мс). Однако с учетом того, по на этапе обнаружения символьная синхронизация отсутствует, т. е. смена знака символа (фазы несущей) равновероятна в любой момент, интервал когерснтного накопления выбирается равным половине длительности символа (для ОРИ вЂ” 10 мс, для ГЛОНАСС вЂ” 5 мс).
Будем считать, что поиск сигнала по времени осуществляется путем последовательного дискретного сдвига опорной ПСП на величину т,, равную длительности символа ПСП С/А-кода ОРЯ. Максимальное рассогласование принятой и опорной ПСП прн этом не превышает 0,5т„соответственно потери на неидеальность фильтрации не превышают 3 дБ, что считается допустимым. Таким образом, число дискретных значений задержки й/, при котором необходимо проводить поиск сигнала, равно длительности дальномерного кода А/. Оценим число частотных полос (доплеровских каналов), на которое необходимо разбить весь диапазон доплеровских частот ЛР для того, чтобы реализовать близкую к когерентной обработку сигнала на интервале времени, равном длительности ПСП (1 мс).
Будем исходить из того, что для ~-го доплеровского канала, центральная частота которого Р' наиболее близка к истинному значению Гд, сдвиг фазы сигнала за время накопления Тпгп не должен превышать 60 (при таком фазовом сдвиге потери по сравнению с идеальной когеренгной обработкой не превышают 1,5 дБ). Следовательно, период колебаний (биений), обусловленных несовпадением частот Рд н Гз должен быть не меньше Тд = 6Тп~п =- 6 мс, а з частотная расстройка АГ = ~ гд —,6: ~ не должна превышать 165 Гц.
Соответственно, допустимая ширина полосы доплеровского канала, равная удвоенной расстройке, составляет 330 Гц, и для перекрытия диапазона доплеровских частот ЛГд = ~5 кГц необходимо 30 каналов. Общее число комбинаций ('сь Р') при этом составит 30 1023 = 3. 104, т. е. по сравнению со случаем, рассмотренном в первом примере, число анализируемых комбинаций сокращается примерно в 104 раз. Однако это число остается достаточно большим, поэтому для ускорения процедура поиска организуется как параллельно-последовательная, при этом число параллельно анализируемых комбинаций значений (ть Р'.) зависит от требований к оперативности измерений и стоимости (сложности) АП. Необходимо отметить, что до последнего времени согласованная фильтрация в АП в основном реализовывалась во временной области путем корреляционной обработки, т. е.
свертки на корреляторе принимаемого сигнала с эталонной ПСП дальномерного кода. В настоящее время в качестве перспективного все чаще рассматривается вариант согласованной фильтрации в частотной области с использованием алгоритмов быстрой свертки на базе быстрого преобразования Фурье ~БПФ). Достоинство последнего варианта в том, что в отличие от коррелятора реализуемый с помощью БПФ согласованный фильтр, как известно, инварнантен к задержке сигнала, т. е. поиск сигнала по задержке становится ненужным.
Естественно, что для ускорения поиска и обнаружения сигнала должна использоваться вся имеющаяся в распоряжении наблюдателя априорная информация, например, значения параметров, полученные в ходе предыдущих сеансов. 7.2 4. Фильтрация радионавигационных пирометров и дешифрация навигационной информации В отличие от этапа поиска сигнала, где используется некогерептный (квадратурный) метод обработки, при фильтрации информационных параметров применяется режим квазикогерентного накопления, реализуемый с помощью узкополосных следящих фильтров. Оптимальное решение этой задачи состоит в совместной фильтрации двух непрерывных РНП вЂ” задержки т и доплеровского сдвига рд частоты несущей сигнала, а также одного дискретного параметра — значения текущего символа НИ й(г — т), которое определяет фазу несущей.
В литературе такую процедуру часто называют непрерывно-дискретной фильтрацией. Существенно, что в оптимальной схеме совместной фильтрации в этом случае присутствуют перекрестные связи каналов оценки задержки и фазы, т. е. указанные оценки оказываются взаимосвязанными. Однако для упрощения изложения взаимосвязью этих оценок в первом приближении пренебрегают и полагают, что оценки задержки т, доплеровского сдвига рд и символа д(~ — т) формируются с помощью независимых каналов, включающих в себя соответствующие дискриминаторы и фильтры.
При синтезе таких дискриминаторов используется допущение, что отношение энергии полезного сигнала к спектральной плотности шума в каналах оценки достаточно велико (при расчетах обычно используется стандартное значение, равное +38 дБГц). рассмотрим основные схемотехнические подходы, используемые в этих каналах. Канал оценки задержки сигнала. Этот канал включает в себя дискриминатор задержки и сглаживающий фильтр (рис. 7.5). Дискриминатор задержки должен вырабатывать напряжение, пропорциональное разности истинного значения задержки т и ее оценки т Операция нахождения оценки т сводится к поиску максимума интеграла свертки (корреляционного интеграла) принятого сигнала х(г) и опорной ПСП О(г — т): й(т) = ~ «ЯЩг — т) «й = глах(т = т), дР(т) т.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
