Феер К. Беспроводная цифровая связь (2000) (1151861), страница 28
Текст из файла (страница 28)
АМ Это утверждение применимо к аналоговым и цифровым модулирующим сигналам Сигнал отфильтрованный до модуляции. определяется выражением Я1(/) = г((У вЂ” Я// ГЯ вЂ” Я + Л(/ + /О)//С(/ + /а) (4 3-4) Если линейный модулятор ДБП содержит только послемодуляционный ПФ, то а соответствующее преобразование Фурье ,УЗ(/) =- (т((/) С(/)]//е(/) = (А(/ — /0) + А(/'+ /0))//0(/) (4.3 6) Амплитудные спектры сигналов с предмодуляционнои и послемодуляционной фильтрацией, представленных выражениями (4.3 4) и (4.3.б) соответственно, эвивалентны, если 51(/) = зз(/), или /н 4 /"г я Вг Я; Рнс.
4.3.2. Характеристики затухания ФНЧ (э) и эквивзлентного ПФ (6) для двоичной системы с ДБП, расширенной на ЗО % полосой и скоростью 10 «бит/с Из (4.3 7) следует, что условие эквивалентности удовлетворяется, ';. если Ое(/) — передаточная функция ПФ такая же„как Нг(/) у ФНЧ, ';:;" .но смещенная по частоте так, чтобы ее центр располагался на несущеи ;:-': частоте /(ля выполнения условия экеиеаленгностн ПФ должен иметь '-„;.:", передаточную функцию, симметричную относительно несущей частоты .'. Вывод условий эквивалентности моделей полосового и низкочастотного каналов для когерентного приемника почти идентичен выводу этих условии для передатчика Далее обсуждается преимущество подхода эквивалентнои НЧ фильтрации для систем с относительно низкои ског/ ростью передачи Битов Пример 4.3.1. Спроектировать двоичный ДБП модулятор на скорость передачи /э — 10 квит/о Прэдполэгаотся, что источник информации имеет формат БВН и что необходима непосредственная модуляция РЧ сигнала модулирующим сигналом.
Несущая частота /о задана равной 2 ГГц и допускается 30 % расширение полосы (частота с затуханием, равным 30 дБ). Решение примера 4.3.1 Модулятор ДБП согзоит иэ смесителя с предшествующим ФНЧ или последующим ПФ Фильтры НЧ или ПФ имеют коэффициент ;./ скруглэния о = О,З, поскольку допустимое расширение полосы составляет 30 % Нэ рис. 4 3 2 Ьокзэзны характеристики этих фильтров Для удовлетворения требования по передаче бгэ межсимвольных искажений, обусловленного теоремами Найквистз.
в «знал вклю нн амплитудный корректоР с характеристикой вида х/ ипх, Для передачи бээ межсимвольных искажений требуется обеспечить линейность фаэовой характеристики. Рассмотрение характеристик ПФ показывает, что было бы трудно 4.3,2, или даже нэвоэможно спроектировать узкополосный ПФ, показанный на рис 4., с линейной фаэовой характеристикой Кроме того, мзлейшы смещение центрзльа: Ету ной частоты фильтра привело бы к недопустимой асимметрии А эквивалентны 1й ФНЧ может быть построен с помощью относительно простых средств аналоговой или цифровой обработки сигналов т»(») = +Ссоэь»»П гг»э(1) = — Ссоэыай (4.3.8) (4.3.9) 1 4(Г) = -С„К соэ(0(1)) 2 (4.3.14) га(1) = С соэ(ь»эг + 0(1)) (4.3.1 Ц где О(1) = 0' или 180'.
(4.3.12) 155 154 4.3.2. Когервнтные и относительно-когерентнь»е системы двоичной фавовой манипуляции Среди методов цифровой модуляции чаще всего используется дискретная фазавая модуляция, известная как М-ичная фазовая манилу ляция Двухфазная или двоичная фаэавая манипуляция (ВР5К) считается простеишим видом фазовой манипуляции (И = 2). Модулированный сигнал имеет два состояния (позиции), и»»(») и гпэ(Ь). определяемые выражениями: Эти сигналы могут формироваться системой, подобнои изображенной на рис.
4.3.1. Модулированный сигнал имеет вид гп(1) = Ь(»)с(») = СЬ(») соэыой.. (4.3.10) Если Ь(1) представляет собой синхронный случайный двоичный сигнал с уровнями — 1 и +1 в основной полосе с битовой скоростью г» = 1(Ть, то в (4.3 10) сигнал состоит из противоположных (180з) фазоманипулированных сигнальных элементов гп»(1) и п»э(»).
Тогда информация содержится в фазе модулированного сигнала: Перемножение во временной области эквивалентно амплитудной модуляции с двумя боковыми паласами и подавленной несущей (05В5Е-АМ). Представление в виде (4.3.11) означает, что получен фазоманипулированный сигнал. Необходимо помнить, что умножение во временнои области может соответствовать цифровой фаэовой модуляции.
Другими словами, в данном случае имеет место эквивалентность' Для кагерентнай демодуляции необходимо, чтобы частота опарнои несущей была синхроннз с принимаемой модулированной несущей. В системе с восстановлением несущей, показанной на рис. 4.3.3, верхний тракт сигнала обеспечивает перемножение синусоидальнаи несущей частоты с принимаемым сигналом, имеющим такую же центральную частоту, что и переданный сигнал, но фазу, искаженную в тракте распространения радиоволн и задержкои в приемном оборудовании. Когеренгная фазовая демодуляция, или кагерентная демодуляция, -':реализуется перемножением принятого модулированного с ограничен,, ной полосой сигнала РЧ или ПЧ г(1) с восстановленной нвмодулировансной несущей 10созыэд Фазовая модуляция устраняется подсистемаи ,," восстановления несущей. Выходной демодулированныи сигнал до НЧ фильтрации, опреде- ~-" ляется выражением р(г) — г(1) Хт' соэ ыс1 = С, К соэ(ь»о» + 0(1)) соэ мог = = -С К соэ(ыа1+ 0(1) — ыэ») + -СсК соз(ыэ1+ 0(1)+ыэ1) = 1 = -С;К (соэ 0(!) + саэ(2 ~с» + 0(1))).
(4.3.13) 2 П иемный ФНЧ устраняет спектральные составляющие удвоенной рие частоты. На входе порогоаого детектора получаем В этом выражении С,1»'/2 — постоянныи коэффициент усиления, соз(0(»)) — меняющиися во времени модулирующий сигнал с ограниченной полосой, при 0(Х) = 0' или 180' он равен +1 или — 1 соответственно Эта напряжение модулирующего сигнала пропорционзльно косинусу разности фазовых углов между принимаемои модулированной несущей и восстановленной несущей, таким образом, для системы, со стоящеи из перемножителя и ФНЧ, оправдан термин когеренгный фа!;,.
зоаый детектор или фазовый демодулятор На выходе порогового детектора формируется цифровой сигнал (Ьа). 'Если помехи и шум в системе пренебрежимо малы, то Ь»(») = Ь»(1 — г), означая, что выходной демодулированный или регенерированный сигнал равен сигналу источника информации с задержкой на г (задержка в оборудовании и при распространении радиоволн) Схема автакорреляцнонной демодуляции изображена в нижнеи части приемного тракта на рис.
4.3.3 Рвтокорреляционный демодулятор ВРБК выполняет демодуляцию путем сравнения фаэ непосредственно демодулированного сигналз и, таким образом, не требует наличия схемы восстановления несущеи. Модулированныи сигнал перемножается с задержаннои на 1 бит копией сигнала и фильтруется с помощью фильтра НЧ Модем с относительным кодированием и имеющий схему восстановления несущеи обозначается 0ЕВР5К; модем Без схемы восстановления несущей обозначается 1»ВРБК г х ! сь Оа~ лО' эх ~ ь ОС~ б о О Г О з О ! и О. с ! л ОО, эс О Х х з~ и ! д ! и х з ь с э с х ль И О О О О.
си О Ою х а О З О .ь с с ь ах О О 8 О О < (4.3.15) т|(1) = Ссоз(ые1 + 0') или та(1) =. С сов(ые1+ 180') 1 х х ! .й с а1 Э О1 х л о ц ХО» О О сои тСО аСО О О гчг л ОО ах х с О и О ЭО э х с 1 'э з ь ~ О1 хи О,э -Ф Оу х с х лз и О „ Щ 3 Х О а з ьО аз Ь О х О ! зх ГО з эо О О ОМ аш эа Е ОЭ О 3 О. Э О х х О с с О д х О э О Ь х и О О о де ю в аз О * л О х $ , х сь л С О О ди Б ая О Г х И ОО О И О 'О О О ЭС иы Д~ О. е з щ о 4.З.З.
Синхронизация: схемы восстановления несущей и тактовой частоты Схемы восстановления несущей (СВН) и тактовои частоты (СВТЧ) .!!выполняют важные функции обработки сигналов при когерентнои де': модуляции и регенерации сигнала основной полосы частот. В этом па,:раграфе описаны некоторые простейщие схемы восстановления, часто ,!;-используемые при демодуляции сигналов ВР5К Эти схемы в усовершен':,.~ствованном виде используются также при демодуляции сигналов С)Р5К, :;; ЯР5К Феера (ЕЦР5К), О ЯР5К, М5К, гауссовскои М5К (СМ5К) и дру'::.гих, более сложнгих видов модуляции Подробное описание подсистем "..синхронизации представлено в [111, 184) и многих других книгах и жур.':'нальных статьях.
Схема быстрой синхронизации в пакетном режиме ,. передачи описана в равд. 4.10 Простая схема восстановления несущей, показанная на рис. 4.3.4, .::,:,состоит иэ перемножителя петли фаэовой автоподстроики частоты '.;::. (ФАПЧ) или следящего ПФ, делителя частоты на 2 (обозначенного е:2») !,'-'и линии задержки те Принимаемыи сигнал ВР5К на ПЧ имеет вид Считая, что элементы модулирующего сигнала имеют случаиный и ;! равновероятныи характер, получаем в точке А непрерывныи спектр.
Для формирования дискретной спектральной линии в точке С необходима схема восстановления несущей (см форму спектра Я,(?) на рис 4.3 4) ';.,':.Эта дискретная спектральная линия получается перемножением прини',,;: маемых сигналов гп~(1) или гпз(1) самих на себя, т.е. возведением в квадрат. В точке В1 получаем т1(Х)пц(1) = [С сов(ые1+ 0"))[С сов(ые?+ 0 )) =- (4.3.16) 2 =- — Сз[1+ соз(2ыог + 2 ОО)] = — С [1 + соз2ыег); газ(Х)гпэ(1) = [Ссоз(ые1+ 180 ))[Ссоз(ые?+ 180 )) =..
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
