Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь (1979) (1151860), страница 55
Текст из файла (страница 55)
Все эти методы передачи цифровых потоков в групповой полосе частот применяются в спутниковых системах связи с МДЧР, радиорелейных и кабельных линиях связи, основанных на ЧРК-ЧМ. Глава 11 КОГЕРЕНТНЫЕ И ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНО-КОГЕРЕНТНЫЕ МЕТОДЫ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ 11.1. ВВЕДЕНИЕ В литературе, например [40, 405~, рассмотрено широкое разнообразие видов цифровой модуляции, которые включают амплитудную манипуляцию, многоуровневую амплитудную манипуляцию, частотную манипуляцию, многоуровневую частотную манипуляцию, фазовую манипуляцию, многофазную фазовую манипуляцию (МФМ), а также сложные виды модуляции, представляющие собой комбинацию амплитудной и фазовой манипуляции, а также широтно-импульсную модуляцию.
Однако из всех этих видов в спутниковой связи желательно применять только ограниченную группу. При МДВР нелинейности ретранслятора и эффективное использование мощности обычно вынуждают применять такую модуляцию, при которой огибающая сигнала постоянна, исключая таким образом амплитудную манипуляцию и гибридные методы, включающие амплитудную манипуляцию. При МДЧР и работе ретранслятора в квазилинейном режиме выбор метода модуляции более гибкий. Даже здесь, однако, присутствие продуктов искажений, свойственных МДЧР, может ограничить применение многоуровневой амплитудной манипуляции из-за ее большой чувствительности к помехам. Тем не менее, когда ограничение полосы становится более жестким, применение гибридных видов многоуровневой амплитудной манипуляции, таких, например, как квадратурная амплитудная манипуляция, может оказаться желательным.
Следовательно, наибольший интерес представляют фазовая манипуляция ФМ, многофазная модуляция МФМ н вариант частотной манипуляции без разрыва фазы, известный, как манипуляция с минимальным сдвигом. При всех этих видах модуляции сигнал имеет постоянную огибающую и относительно малую ширину полосы. МФМ при М)8 имеет большую эффективность использования полосы часто~, чем двухфазная нли четырехфазная ФМ, но менее эффективна в использовании мощности.
Однако МФМ прн М=8 активно используется из-за экономии полосы частот, а характеристики вероятности ошибок для каждого из этих видов ма- 266 (!инуляции далее изложены и представлены в зависимости от отношения энергии сигнала на один элемент к спектральной плотности шума как для когерентного, так и для дифференциальнокогерентного детектирования. При когерентном детектировании для каждого из этих видов модуляции требуется применение когерентной ФАПЧ, и здесь рассмотрено несколько альтернативных приближений к проблеме восстановления несущей. Влияние несовершенного восстановления несущей, т. е. квазикогерентного, или частично-когерентного детектирования, детально рассмотрено с количественной стороны в гл. 9.
Четырехфазная ФМ со сдвигом и МФМ вЂ” это два вида манипуляции, при которых удается избежать сдвига фазы на 180', что имеет место при двухфазной и обычной четырехфазной ФМ. Эти перемены фазы при двухфазной ФМ вызывают модуляцию огибающей сигнала, когда он проходит через полосовой фильтр. Изменения огибающей нежелательны, так как дополнительное усиление сигнала нелинейными приборами может увеличить энергию боковых полос, увеличить помехи в соседних каналах и вызвать искажение из-за влияния преобразования АМ/ФМ.
Рассмотрено влияние помех в том же канале на ФМ и МФМ сигналы. Эти помехи особенно важны в спутниковой связи как потенциальные помехи от боковых полос сигнала мешающей земной станции, от не полностью подавленного сигнала с ортогональной поляризацией или как продукты искажений, вызванные нелинейностью спутникового ретранслятора. Наконец, кратко рассмотрены характеристики дифференциально-когерентного детектирования ФМ и МФМ сигналов.
Дифференциально-когерентное детектирование сигналов с двухфазной ФМ почти так же эффективно, как когерентное в канале с аддитивным гауссовским шумом, и имеет преимущества в качественных характеристиках и тех случаях, когда сильнб влияние фазовых шумов несущего колебания. 11.2. ЦИФРОВАЯ ПЕРЕДАЧА ПРИ ДВУХФАЗНОИ ФИ Двухфазная фазовая манипуляция — простейшая форма ФМ. при которой передаются двоичные элементы 4 путем модуляции фазы несУщего колебаниЯ 8(г) =ХМ,От(1+(Т): з (г) = А яп [ва1+ О (Г)) = А соз О (Г) з!и а, 1+ А яп О (1) сов аз 1, (11.1) где 0(г)=.4-8 рад, а изменение фазы происходит с каждым новым элементом информации длительностью Т.
Мощность «чистой» несущей в этих членах с япвоГисозва! Равна соответственно (А'/2) (Е!сов 8(1)1)' и (А92) (Е[з!пО(1)))-". Мощность остальных составляющих есть мощность, вызванная модуляцией. Величина энергии сигнала, используемая в принятм" Решения о элементе на и~нтервале Т, зависит от величины 0 и максимальна при О=я/2 рад 269 /(огерентное детектирование сигналов с двухфазной ФМ. Ко( герентное детектирование — наиболее эффективный метод выделе ния двоичных сигналов, содержащихсявдвухвозможных относительных фазах.+.0 принимаемого сигнала.
Для когерентного детектирования двух фаз в приемнике должен быть сигнал с опорной фазой. Если применяется девиация фазы меньше чем -~-и/2 рад, то принимаемый сигнал содержит колебание с опорной фазой в виде остаточной компоненты несущей. Величина этой остаточной несущей Е(А со~О(г)] =Асов О. Ограничивающая модуляцию фазовая автоподстройка частоты ФАПЧ может быть использована для слежения за фазой несущей и формирования когерентного опорного сигнала для демодуляции и согласованной фильтрации.
Петля ФАПЧ должна иметь достаточную узкую полосу частот с тем, чтобы она не могла следить за изменениями фазы несущей, вызванными информацией. С другой стороны, в противофазных сигналах (8=.+и/2) остаточная компонента несущей отсутствует и, следовательно, сигнал с опорной фазой должен формироваться другими средствами, два из которых следующие: 1) ФАПЧ с удвоением частоты и 2) схема Костаса„так же известная, как синфазно-квадратурная. Оба эти устройства обеспечивают одинаковые теоретические шумовые характеристики при равенстве их шумовых полос.
Если петля ФАПЧ работает в надпороговой области, ее характеристика приблизительно равна характеристике петли ФАПЧ, работающей в режиме слежения за немодулированным несущим колебанием, имеющим ту же мощность что и сигнал с ФМ. Вероятность ошибки при когерентном детектировании сигнала с двухфазной ФМ определяется выражением [3331 р, = — ~ е "~' с(у = — ег(с Рс(1 — р)(Е,/2Х,), (11.2) )' 2я )ГР— р> (е,/н,) где р — коэффициент корреляции символов, Е,/Атг — отношение энергии на один элементарный . символ сигнала к спектральной плотности шума.
Для сигналов с двухфазной ФМ и с девиацией фазы .+О рад коэффициент корреляции символов р = соз 2 8, 0 (0 ( я/2. (11.3) Подставляя значение р, получим вероятность ошибки элемента О р, = — ~ е "~~ Ыу= — — ег1с(з(пОЬ'Е/г/а). (11,4) мп в т'2 за/но Иногда применяется пиковая девиация фазы, равная 0=1 рад. (Величина О в каждом конкретном случае зависит от требований к петле ФАПЧ).) Чтобы достичь той же вероятности ошибки, возможной прн О=я/2, в случае 0=1 рад мощность сигнала должна быть увеличена в (з(п1) э раз, т. е.
на 1,5 дБ, поскольку при 270 Рпс. 11.1. Трапецеидальный закон изменения фазы при двухфазной ФМ [167): и/7=0,1 Т, временем нарастания и спада з н длительностью вершины импульса к=Т вЂ” 2з. Спектральная плотность мощности этого сиг- нала т з!п(ег — е) т/2 з Т + — соз (е, — е)— Т /н~з Т (ег — е)т/2 Т 2 4 ~41 [(ег — е) з/2Р— (и/4)з , 7)0, (1 [.Б) где ео — несущая частота (е = 2гс/). В спектре имеются мао,го лые дискретные компоненты, т. к.
длительности нижней и верхней частей трапецеидального импульса не одинаковы. ом ооо Рис. 11.2. Спектральная плотность мощности сигнала двухфазной ФМ при трапецеидальной форме импульсов [1671 го гггг го+у гг"т г й-т го-т б т й г 27! ()=1 рад на модуляцию тратится меньшая мощность [см. (11.1)1. Минимальная вероятность ошибки достигается при когерентном детектировании ФМ сигналов с О=я/2. Эта вероятность ошибки определяется выражением 1/гв /нв где Ез=(Аг/2)Т, как показано в гл.
3 (см. рнс. 3.4 и 11.25), Спектр сигналов с двухфазной ФМ, В [1671 рассчитан непрерывный спектр мощности противофазных сигналов с ФМ при модуляции сигналом трапецеидальной формы (рис. 11.1) с периодом Спектр уменьшается по закону )/ — Ц ', для частот значительно отличающихся от центральной частоты ()/ †/о)-+ оо), как показано на рис. 11.2.
Конечное время нарастания импульса мало ухудшает помехоустойчивость, но уменьшает компоненты боковых полос. При уменьшении длительности времени нарастания (т. е. при в-+-О) спектр по форме приближается к общеизвестному спектру япс'х [(япх)/х)з, где х=(озо — ю)Т/2. Рассмотрим фазовую модуляцию по закону приподнятого косинуса, когда О(() =(и/2) (1 — сов 2п(/Т). Размах девиации фазы (от пика до пика) при этом равен 28=я, и крутизна импульса д'(()=япзь)(/2. Непрерывная часть спектральной плотности мощности [167) '[.— -'.—— 2 (и/4) Хз (и/4) где й ь 2п/Т, а Т вЂ” длительность элемента. Заметим, что — /о(п/4) яв /,(и/4)+ /з(п/4), (1 1.7) При )/ — /о)-+-оо спектральная плотность мощности 6 Я-~- — 1/) / — /о ~ '. Дискретные компоненты спектральной плотности мощности, вызванные ненулевым средним Е[яп0(()) в (11.1), тогда равны +2 (7,(/) = — ' ~~),' ./„'( — ) 8(/,— /+ — ).
(11.8) Главная спектральная линия (в=ото) имеет относительную мощность, равную 0,0907. Дифференциальное' кодирование сигналов с двухфазной Фм. Противофазный сигнал двухфазной ФМ в идеале имеет вид А(()з)пшо(а Аз)п[шо(+0(г)1, (11.9) ' Этот вид кодирования часто называют также относительным кодированием. Термин дифференциальное кодирование точнее отражает принцип передачи разности элементов информации (разности, а не отношения). (Прим. рад.) 272 где А(()= .+-А и 0= (О, и).
Знак А при передаче определяется модулирующим сигналом. Его можно кодировать дифференциально для устранения неопределенности фазы. Кроме того, модулирующий сигнал можно кодировать, применяя код с обнаружением ошибок. На рис. 11.3 показан кодер со скоростью 1/2, который выдает кодированный поток символов со скоростью, в 2 раза большей скорости следования символов на входе. При дифференциальном кодировании кодируется разница между элементами, т. е.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
