Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151795), страница 67
Текст из файла (страница 67)
В зависимости от наличия или отсутствия жесткой связи между начальными фазами составляющих импульсов возможны варианты когерентного (рис. 6.49, а) и некогерентного (рис. 6.49, б) суммирования сжатых импульсов на выходе дисперсионных фильтров. ф 6.12. Возможности обзора по угловым координатам при частотном методе радиолокации При частотном методе радиолокации обзор пространства по угловым координатам может быть медленным, когда время облучения цели значительно превосходит период модуляции частоты 7, и быогпрым, когда время обзора совпадает с периодом модуляции.
По своему осуществлению возможен механический или элекгпрический обзор. В свою очередь электрический обзор может быть фазовым или частотным (фазовое или частотное сканирование). В качестве примера остановимся на случае быстрого электрического частотного сканирования. С этой целью используют антенны, диаграммы направленности которых изменяют свое положение в пространстве в зависимости от частоты (рис. 6.50), например по линейному закону Р (О) =Е(0 — Ц). 375 Ф В.
12 Рис. 6.51. Пояснение работы радиолокатора с частотным скани- рованием Рис. 6.50. Диаграмма направленности антенны радиолокатора с частотным сканированием Коэффициент углочастотной чувствительности й показывает здесь, на сколько градусов смещается диаграмма направленности при изменении частоты на один мегагерц. Для приемной и передающей антенн значение этого коэффициента должно быть одинаковым. В процессе изменения частоты излучаемых колебаний (рис.
6.51) диаграмма направленности антенны занимает в пространстве ряд последовательных положений, просматривая за период модуляции определенный сектор пространства. В каждом направлении в пределах этого сектора излучается ограниченный спектр частот ЛО Жэка где ЛΠ— ширина диаграммы направленности антенны по половинной мощности. При линейной частотной модуляции этот эквивалентный спектр соответствует сигналу ограниченной длительности Даже при непрерывном излучении отраженный сигнал в этом случае имеет импульсный характер и несет информацию как об угловом положении цели, так и о ее дальности. Быстрое электрическое сканирование возможно и при длинноимпульсном частотно- модулированном излучении.
Информация об угловом положении при частотном сканировании содержится в средней частоте отраженного сигнала, а информация о дальности — во времени его запаздывания относительно начала зондирования данного направления. Возможны схемы корреляционно-фильтровой обработки с фиксированной частотой гетеродина (рис. 6.52) и с использованием в 376 э 6,12 Рис, 6.52. Схема обработки при частотном сканировании с немодулированным гетеродинным напряжением (ОФ вЂ” широкополое. ные фильтры) Рис.
б.53. Схема обработки при частотном сканировании с использованием в качестве гете. родинного напряжения зондирующего сигнала (ОФ вЂ” узкополосные фильтры) (ьи ) й Во втором случае система определения дальности есть многоканальный анализатор спектра. Номер фильтра дает информацию о частоте биений, а значит, о дальности до цели. Угловая координата цели определяется по времени ~з — ~в (рис. 6.51): где Оа характеризует угловое положение сектора обзора в пространстве (см. рис, 6.50).
Для определения угловой координаты дополнительных каналов не требуется. Рассмотренные схемы не исчерпывают всех возможных вариантов оптимальной обработки сигналов при частотном сканировании и непрерывном излучении, Они, однако, представляют определенный интерес и, более того, ряд результатов легко распространить на случай зондирования пространства длинными частотно-модулированными радиоимпульсами.
)3В Зак. 1200 377 качестве гетеродинного напряжения самого зондирующего сигнала с изменяющейся во времени частотой (рис. 6.53). В первом случае угловая координата цели отсчитывается по номеру фильтра, на выходе которого имеется сигнал, а дальность— по времени запаздывания сжатого отраженного сигнала по отношению к моменту появления в данном фильтре сжатой части зондирующего сигнала.
Коэффициент сжатия сигнала в каждом канале характеризуется величиной произведения Г.МЕТОДЫ РАДИОЛОКАЦИИ ПРИ ЗОНДИРОВАНИИ ПРОСТРАНСТВА ШУМОПОДОБНЫМИ ФАЗО-МАНИПУЛИРОВАННЫМИ КОЛЕБАНИЯМИ ф 6.13. Задача реализации игольчатого тела неопределенности В предыдущих параграфах были рассмотрены тела неопределенности некоторых сигналов и методы радиолокации, связанные с использованием непрерывного немодулированного и частотно-модулированного излучения. В рассмотренных случаях за счет увеличения длительности сигнала тело неопределенности сжималось вдоль оси Р.
Линейная частотная модуляция приводила при этом к скосу тела неопределенности, т. е повороту плоскости егосимметрии вокруг оси р (т = О, Р = О). Из ч 6.4 известно, что объем тела неопределенности при всех его преобразованиях не меняется, причем ~'~. = 1. Не меняется он и для сигнала в виде когерентной пачки, распределяясь по ряду пиков. Важным случаем перераспределения объема тела неопределенности является сжатие небольшой его части порядка 1/т„П„=: 1/и в остроконечный пик единичной высоты с вершиной при т = О, Р = О и рассыпание основной части на возможно большей площади плоскости т, Р(рис.
6.54.). Здесь величины т„и П„характеризуют длительность сигнала и ширину его спектра, и — возможный коэффициент сжатия, 1~П„и 1Т/„— размеры пика тела неопределенности по осям т и Е. Заменяя объем тела неопределенности У~ суммой объемов пика 1/, и рассыпанной части 1'„из условий ~'~. = 1/, + 1', = 1 и 1/, 1/и, имеем 1/, = 1 при и)) 1. Если бы удалось рассыпать тело неопределенности равномерно по площади прямоугольника 2т„х2П„, то К, = 2т„х 2П„р' = 1, откуда высота слоя рассыпанной части объема (1) 2 ~/т„О„ Нетрудно пояснить, что величины т„и П„примерно определяют границы тела неопределенности. При временном сдвиге принимаемого и ожидаемого сигналов таком, что ~т~ = т„, функция р(т, Р) обращается в нуль; при допплеровском сдвиге ~Р1 ) П„корреляция сигналов также нарушается. Границы тела (2т„х 2П„) условны, поскольку сигнал не может быть ограничен одновременно и во времени и по частоте.
Тем не менее, формула (1) правильно отражает тот факт, что с увеличением произведения т„П„ уменьшается значение р вне пика. Обсудим возможные способы приближения к идеализированному телу (рис. 6.54). Соответствующий ему сигнал должен быть продолжительным и широкополосным (т„П„)~ 1). Расспройки т, Р па- 378 4 Вла ости ш моподобного Рис. 6,54, Рельеф тела неопределеннос у сигнили жи аемых) должны независимо разрушать рыетров (ыюситежно ожидаемых ем т ебованию не удо й ~меющей закономерчастотной модуляциеи, Е Временной сдВиг раз о восстой характер, сли то согласованный с ним сд рушит корреляцию, то е еленности (рнс. 6.54), вит ее.
Чтобы получить тело неопреде сть в законе модуляции. сущестВенна .ьсютич~ж~~ Подобную хаотичность ьо ь можно на людать д тельностью ти, имеющего имизи овать работу генера| оров, ШУ Ш МОВОИ СИ игнал не позволяет оптимизировать желательно б~~е и амплитуду. бный характер сигнала ить путем ~~~~ном~р~~е о изменения фазы за сч фазовой манипуляиии. б ыжвакнцы Воз ож- получают методы фазово" й манипуляции, о ес стого контроля изменен ия фазы сигнала.
ность сравнительно прос Фазовая манипуляция мо ожет использоват ься при непрерывном . В некоторых случаях фазовая манипуля- и импульсном излучении. ижения уровня остат у ков вдоль оси т. Пос- ция используется для сн ьности целеи, движу- леднее существенно при р р аз ешении по дал щихся с одинаковыми скоростями. ек ентных цифровых $ 6.14. Применение линейных рекурр и фазовой манипуляции последовательностеи при ия олжна производи иться по определенному ма"и"уляц д равилу в соответстви и с некоторои послед ( ФР '7 Р ной (цифры д=0,1,2, ..., 8, ), в о ВИТЬ В СООТВЕТСТВИЕ ОПРЕДЕЛŠ— 1). нный Каждои ц К " цифре д можно поставить в сти име, = — а 2л сти можно полагать, напр р, сдвиг фазы ~р .
В частности, 379 13В' (случай иного выбора сдвига фаз рассмотрим отдельно). При этом, если р = 2, то возможными фазовыми сдвигами будут, например, 0 и л, что эквивалентно умножению на +1 или — 1. Если р ) 2, то манипуляция будет многофазной. Задача получения шумоподобного фазо-манипулированного колебания сводится при этом к построению в достаточной мере хаотичной последовательности цифр дД=1, 2, ...). Цифровая последовательность называется рекуррентной, если по любым заданным т последовательным ее элементам можно найти следующий (т + 1)-й элемент, пользуясь одним и тем же правилом.
Тогда это правило может быть последовательно (рекуррентно) использовано для получения (т + 2)-го, (и + 3)-го и т. д. элементов последовательности. Рекуррентная последовательность называется линейной, если для нахождения какого-либо ее элемента используются линейные операции сложения и умножения предыдущих цифр на постоянную величину. При этом операции сложения и умножения цифр ведутся «по модулю р», чтобы их результат содержал только одну цифру р-ричной системы единиц. Модульное сложение отличается от обычного следующим. Если при обычном сложении двух цифр получится число, большее р — 1, то при модульном — из него вычитается р. Так, например, при сложении цифр 6 и 8 «по модулю 10» получаем 4; при сложении цифр «по модулю 2» получим 1+О 1, но 1+1=0; при сложении «по модулю 3» имеем 1+1=2, но 2+2 1 и т.
д. Операция умножения цифр «по модулю р» может быть определена как результат повторного модульного сложения одной и той же цифры. Например, при перемножении цифр 6 и 8 «по модулю 10» получится 8 (последняя цифра числа 48); при умножении цифр «по модулю 4» ЗХ2=2+2+2 =2 и т. д. Чтобы отличать модульные операции от обычных, сбоку отмечают (шод р). Соотношения, получаемые при модульных операциях, в теории чисел называют сравнениями. Последовательность цифр, заданная сравнением д~ ~~ 9! 1+Й29~ »+ " +я 9~ (шоор), является, таким образом, линейной рекуррентной цифровой последовательностью Получение этой последовательности может быть осуществлено по схеме (рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
