Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151795), страница 66
Текст из файла (страница 66)
На рис. 6.39, в изображен гармонический закон изменения мгновенной частоты, применяемый в радиоальтиметрах при работе по единственной цели— поверхности земли. Обработка непрерывных частотно-модулированных сигналов в принципе возможна с помощью оптимальных фильтров, рассчитанных на один период модуляции частоты, либо с помощью корреляционных схем, в которых перед интегрированием происходит перемножение отраженного и ожидаемого сигналов, причем последний должен подаваться в определенный момент времени для каждого разрешаемого элемента дальности.
Пример схемы корреляционной обработки отраженного ЧМ сигнала приведен на рис. 6.40. Сигнальная составляющая напряжения в такой схеме достигает максимума при совпадении во времени отраженного и ожидаемого сигналов. Упрощение обработки может быть достигнуто за счет перехода от корреляционной к корреляционно-фильтровой обработке, когда в качестве опорного напряжения используется непосредственно напряжение колебаний передатчика.
В этом случае отпадает необходимость в линии переменной задержки. Рассмотрим принцип измерения расстояния до одной цели при использовании симметричного пилообразного закона модуляции частоты и корреляционно-фильтровой обработки. Блок-схема такого частотного дальномера изображена на рис. 6.41. Прямой сигнал передатчика может попадать в приемник непосредственно через антенну, либо по специальному фидеру.
Отраженный от цели сигнал на входе смесителя, отличаясь от прямого сигнала по амплитуде, запаздывает во времени на величину 1, = = 2г/с. При наложении прямого (опорного) и отраженного сигналов 1 Рис, 6.41. Блок-схема простейшего частотного радиодаль- номера возникают биения с частотой, зависящей от дальности до цели. Мгновенная частота огибающей биений равна абсолютному значению разности мгновенных частот прямого и отраженного сигналов б( ) ~ ~ !Рт ® Ра®!' 2п(й Ж Из векторной диаграммы (рис.
6.42) амплитуда результирующего колебания Ур — — )/И ~ + Ут + 2У, У, соз Ф (1) (6) или, если амплитуда опорного сигнала У, значительно больше, чем отраженного Уа, С' ~У,+У созФ(~), Фаза Ф(~) определяется как разность фаз прямого и отраженного сигналов Ф 4) =%(Π— $,И). Рис. 6.42, Векторная диаграмма, поясняю. щая образование биений ф 6.10 366 ~! ° Рис. 6,43.
Пояснение принципа действия частотного дальномера при неизменном расстоянии до цели Рис. 6.44. Пояснение особенностей работы частотного даль- номера прн изменяющемся расстоянии до цели 369 !6 зак. 1200 После детектирования и подавления постоянной составляющей цепью ЯС выделяется колебание частоты биений Аи=и,— и,=и, Э®. (8) На рис. 6.43, а сплошными ломаными линиями показаны законы изменения частоты передаваемого и принимаемого (отраж нного) сигналов для симметричного пилообразного закона изменения мгновенной частоты.
При этом цель полагается неподвижной, а время запаздывания отраженного сигнала много меньше периода модуляции 1о <= Т. Линии законов изменения частоты сдвинуты на время запаздывания сигнала 1о. На рис. 6.43, б показан график изменения частоты биений. Из графика видно, что частота биений в основном остается постоянной, за исключением небольших интервалов времени, на границах которых разность скоростей изменения частоты колебаний передатчика и отраженного сигнала меняет знак.
Скорость изменения частоты у = 2Х~~Т = 2Л~Р связана с девиацией частоты и периодом Т (или частотой модуляции Р). Основное значение частоты биений будет 4Л~Р'г Гбо=7Гз= с Аналогично для несимметричного закона изменения мгновен- НОИ ЧаСтОтЫ у = — = Л~Р И Рбо — уГ, = л~ 2Л~Рг Т С Таким образом, частота биений Рбо может служить мерой дальности до цсли. Ее называют поэтому частотой дальности. Движение цели вызывает дополнительное изменение частоты принимаемых колебаний на допплеровскую частоту. Поскольку девиация частоты передатчика значительно меньше несущей, можно пренебречь изменением допплеровской частоты за период модуляции.
На рис. 6.44 показаны законы изменения частоты излученного и отраженного колебаний, а также частоты биений при симметричном пилообразном законе изменения частоты зондирующего сигнала. В данном случае допплеровская поправка по абсолютной величине меньше частоты дальности и прибавляется к ней в один полупериод модуляции, а вычитается из нее в другой ~б1 ~ бо+ ~д> откуда легко определяются частота дальности и допплеровская частота г ~б1+ ~бо г ~б~ ~бг ! При несимметричном пилообразном законе модуляции частоты за каждый период модуляции измеряется только линейная комбиЗ76 $ 6.!О нация дальности и скорости.
Раздельное определение их значений возможно в результате обработки за ряд периодов модуляции (см. ~ 6.17). Простейшим примером частотного радиолокатора, рассчитанного на работу по единственной цели, являтся авиационный частотный радиовысотомер (радиоальтиметр), используемый при посадке или полетах на малых высотах, Лля измерения малых расстояний пригодны импульсные радиолокаторы с не модулированным по фазе радиоимпульсом малой длительности или со сложно-модулированным сигналом, имеющим широкую полосу частот. Такую полосу сравнительно просто обеспечить, используя непрерывное излучение частотно-модулированных колебаний с большой частотной девиацией.
Частота биений в таких высотомерах обычно определяется с помощью счетчиков биений, С этой целью колебания частоты биений ограничиваются сверху и снизу и дифференцируются, После дифференцирования оставляют импульсы только одной полярности, используя их для зарядки конденсатора. При симметричном законе модуляции частоты число импульсов за период модуляции определяется выражением Заряд конденсатора за период модуляции будет О = дМ„где д — заряд, сообщаемый одним импульсом. Напряжение на конденсаторе измеряется гальванометром, шкала которого градуируется в метрах. Приход только одного импульса за период модуляции соответствует минимальной измеряемой даль. ности с гмин=, бг что для девиации частоты 40 — 80 Мгн соответствует гмвв = (2 —:1) м.
$ 6.11. Многоцелевая частотная радиолокация Частотные радиолокаторы непрерывного излучения, так же как и импульсные, могут использоваться для обнаружения и измерения координат всех разрешаемых целей, находящихся в зоне действия станции. Рассмотрим случай, когда обнаруживаются две неподвижные цели на расстояниях г, и гв от радиолокатора. Огибающая результирующего колебания определяется из векторной диаграммы (рис.
6.45), где векторы принимаемых от целей колебаний У, и Уз вращаются относительно вектора опорного напряжения У„с различной угловой скоростью. Из треугольника ОАВ получим: (/Р=(С',+У,созФ,+У,сон Ф,)'+(У,з1пФ,+У,япФ,)' (1) или = ~/ ~/ в+У~1+(/з~+2С', С', сов Ф,+2(7, С', сов Ф,+2(/, У, соз (Ф,— Ф,), (2) 13' 371 Рис, 6.45. Векторная диаграмма, поясняющая образование биений при наличии двух целей где ~» 1 ~"б1 > + гр01> 2 62 ~ + 'р02' Приближенно извлекая корень при условии (/, )» 0~,2, найдем величину напряжения после детектора и ЯС-цепи, режектирующей постоянную составляющую: И/ = (/ — ~/ = У, соз Ф, + (/, соз Фа (З) Отсюда видно, что при указанном условии соблюдается принцип суперпозиции биений, т. е.
выходное напряжение складывается из напряжений биений отдельных целей'. Для получения информации о каждой цели раздельно необходим спектральный анализ результирующего колебания биений. В простейшем случае такой анализ последовательно осуществляется перестраиваемым фильтром. Приемное устройство выполняется по схемам, изображенным на рис. 6.46, а, б и является устройством корреляционно-фильтрового типа с последовательным анализом по частоте. При этом на рис. 6.46, а предусмотрен перестраиваемый контур, а на рис. 6.46, б — перестраиваемый гетеродин. Подобные устройства могут использоваться для автосопровождения цели по дальности (рис.
6.46, в). Основным элементом этой схемы является частотный дискриминатор, который, например, состоит из двух взаимно расстроенных контуров, детектора и каскада вычитания. При расстройке по частоте биений (по дальности) вырабатывается управляющее напряжение, изменяющее частоту гете- родина таким образом, чтобы частота на входе дискриминатора была равна )",. Дальность до цели при этом непрерывно отслежи- * Выражения (1) — (3) можно считать обоснованием суперпозиции биений также и в допплеровском радиолокаторе (см. Э 6.8).
372 а 6.11 Рис. 6.46. Схемы корреляпионно-фильтровой обработки сигналов с последовательным анализом (а, б) и автосопровождением (в) по частоте О~п переУалчика авакые пики Рис. 6.47. Схема корреляционно- фильтровой обработки с параллельным спектральным анализом 373 Рис. б.48, Электроннолучевой индикатор при параллельном спектральном анализе сигналов вается, а информация о ней содержится в частоте перестраиваемого гетеродина.
При отслеживании дальности до нескольких целей можно поставить несколько следящих систем. Для аоследовагпельного анализа сигналов требуется большое время, определяемое процессами установления колебаний. В процессе перестройки значительная часть энергии сигнала практически не используется. Этих недостатков лишены схемы параллельного (одновременного) спектрального анализа, например, схема корреляционно-фильтровой обработки (рис. 6.47)~. Число фильтров в этой схеме определяется величиной Ж = »и,„,/Л», где Л» — разрешающая способность по дальности.
Схема на рис. 6.47 соответствует случаю световой индикации дальности. Случай индикации на электроннолучевой трубке иллюстрируется на рис. 6.48. В этом случае каналы анализатора спектра с помощью механического или электрон1юго коммутатора последовательно подключаются к вертикально отклоняющим пластинам трубки, горизонтальная развертка которой является разверткой дальности. Чем шире диапазон дальностей и чем лучше требуемая разрешающая способность по дальности Л», тем больше необходимое число фильтров в анализаторе спектра. Достижимое при оптимальной обработке разрешение по дальности, как и для длинного частотно- модулированного радиоимпульса, определяется шириной спектра сигнала, т.
е. практически величиной частотной девиации Л» = —. с Л~ Ч исло фильтров может быть сокращено за счет расширения их полосы пропускания, т. е. некоторой неон "имальности об аботки сигнала, ведущей одновременно и к ухудшению разрешающей способности, но, тем не менее, остается очень велико. Поэтому ' Вп ринципе возможно использование и метода спектрального анализа, описанного а конце Э б.б. 374 э 6.11 Рис. 6,49.
Схемы корреляпионно- фильтровой обработки коге- рентной и некогерентной пачек радиоигапульсов недостатком схемы параллельного анализа является ее громоздкость (хотя отдельные элементы схемы просты по своей конструкции). Поскольку непрерывные периодические ЛЧМ колебания можно трактовать как сомкнутую последовательность длинных ЛЧМ радиоимпульсов, возможна обработка с использованием оптимальных фильтров для таких импульсов. Гетеродины в корреляционнофильтровых схемах (рис. 6,49) работают на фиксированных частотах, а оптимальные фильтры представляют собой дисперсионные системы.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
