Джакония В.Е., Гоголь А.А., Друзин Я.В. Телевидение (4-е издание, 2007) (1143036), страница 85
Текст из файла (страница 85)
Поэтому результирующие частотные характеристики усилите- 380 ЧАСТЬ |У, Телевизионное вещание Предварительный видеоусилитель Т2 а1 Рис. 15.9. Упрощенные принципиальные схемы коррекции частотных иска- жений входной цепи: а — с частотно-зависимым делителем; б — с частотно-зависимой отрицатель- ной обратной связью, охватывающей несколько первых каскадов усилителя ля получаются практически равномерными в заданной полосе частот (см. рис. 15.6,в): урез = уак(ьт)ул(ОЗ) Для коррекции частотных искажений входной цепи часто используют также глубокую частотно-зависимую отрицательную обратную связь, охватывающую несколько первых каскадов усилителя.
Она состоит из цепочки „фс большой постоянной времени (рис. 15.9,5). Совместно с емкостью С„эта цепь образует аРНЧ так, что на высоких частотах отрицательная обратная связь практически отсутствует, а на низких глубина ее составляет 3...4 порядка (в соответствии с ослаблением высоких частот во входной цепи). Более точная настройка АЧХ предварительного видеоусилителя (и соответственно идентичность этих характеристик у всех трех ПВУ каналов основных цветов передающей камеры) в ряде случаев производится дополнительной регулировкой АЧХ в области высоких частот с помощью частотно-зависимого делителя в одном из последующих каскадов ПВУ.
При использовании сложной противошумовой коррекции дополнительно применяется «вырезывающий» каскад с режекторным контуром. Каскад корректирует подъем частотной характеристики входной цепи на частоте г" . Для коррекции обычно используют схемы с параллельным контуром ЬзрСаргарйар в эмиттерной цепи или с последовательным контуром в коллекторной цепи. Оптимальная форма результирующей частотной характеристики входная цепь— корректор получается при следующих соотношениях параметров (8); С„= ЗСС ...Си =..„С.'; Сые., = З..С'.; Л.. = Уатте.„, где Сп — паразитная емкость схемы корректора; В„р — сопроти- ГЛАВА ИИ Формирование аналогового телевизионного сигнала 381 вление шунта; г, — внутреннее сопротивление катушки ипдуктивЕзр Коррекция частотных искажений входной цепи приводит к значительному уменьшению размаха сигнала после корректора.
Поэтому эта коррекция производится на сравнительно высоком уровне сигнала так, чтобы флуктуационные помехи каскадов после корректора практически не ухудшали отношение сигнал~взвешенная помеха. 15.4. Шумоподавители Многочисленные преобразования и коррекции ТВ сигнала в процессе его формирования ухудшают отношение сигнал1помеха.
Поэтому в усилительном тракте ТВ системы может возникнуть необходимость использования шумоподавителей. Принцип действия их основан на фильтрации ТВ сигнала с помощью гребенчатых фильтров. Как известно, спектр ТВ сигнала имеет дискретную структуру с гармониками, кратными частотам повторения строк и кадров; причем последние группируются в виде достаточно узких боковых полос вокруг строчных гармоник. В то лсе время спектральная плотность шума распределена по всему спектру и практически одинакова как в области спектральных составляющих сигнала, так и между ними. Поэтому гребенчатый фильтр с максимумами коэффициента передачи на частотах, кратных частоте строчной развертки (пространственная фильтрация) или частоте передачи кадров (временная фильтрация), уменьшает флуктуационные помехи за счет подавления шумовых составляющих, расположенных в минимумах коэффициента передачи.
В настоящее время фильтры с узкими максимумами коэффициента передачи, чередующимися через 25 Гц или 15625 Гц в полосе пропускания усилительного тракта г, — 6 МГц, реализуются лишь на базе временнйх нерекурсивпых и рекурсивных фильтров (с прямыми и обратными связями соответственно — рис. 15.10,а,б и рис. 15.11,а,в,г). Они содержат оперативные запоминающие устройства ОЗУ для задержки входного сигнала на время Та и сумматоры для взвешенного слои<ения входного и задержанного сигналов. Перед сложением сигналы умножаются на весовые коэффициенты о, (о или у, изменение которых в пределах от 0 до 1 позволяет менять параметры и характеристики устройства.
Алгебраическая сумма всех весовых коэффициентов должна быть равна 1 для нормирования коэффициента передачи К „„= 1, что позволяет при необходимости отключать («обойти») шумоподавитель. Гребенчатая форма коэффициента передачи и АЧХ фильтров А(ш) является периодической функцией с периодом, равным времени задержки сигнала в ОЗУ Тв — — 2х/иа (см. рис. 15.10). Она образуется за счет суммирования гармоник сигнала, совпадающих 382 с)АСТЫзг. Телевизионное венсенне 5(пТо) 1,0 0,8 0,707 0,6 0,75 0.5 0,4 0,25 0,2 0 То 2То ЗТо г) Рис. 15.10. Структурные схемы нерекурсианых временных гребенчатых фильтров первого (а) и второго (б) порядков; о — АЧХ фильтров 1 — а = 0,1 (0,9); 2 — а = 0,3 (0,7); 3 — а = 0,5; 4 — а = 7 = 0,25; 5— а — - 7 = 0,333; г — переходная характеристика фильтра 5 при а = т = 0,25 РР( ) Р( ) 1,0 = 0,1 0,8 0,707 0,6 0,4 0,2 и) в) г) Рис.
15.11. Структурные схемы рекурсивного (а) и канонических (в, г) гребенчатых фильтров первого порядка; АЧХ рекурсивного фильтра (б) ио фазе, т.е. гармоник с частотами )сало = 1с2к)То. а также гармоник ~ ~лтстотами ()г+ 0,5)озо в протлгвофазе (где )с = 0,1,2...). Наи)и ли р, простое слоокеиие сшналов от двух соседнпх кадров ела~ ичггкого изобрюкения приводит к двукратному увеличению размплл коррслированиого видеосигнала, в то время как действуюгиес ига и ииг ги коррслиронанных флуктуационных помех увеличивасы ГЛАВА 15.
Формирование аналогового телевивионного сигнала 383 :. - ° ° Л и '. и,'„, = /1п'.,1' 1У.,Р Лпп. пй отношение сигнал/помеха также возрастает в 1/2 раз (на 3 дБ). В более сло21гных случаях прн использовании рекурсивных фильтров прн 0,5 < Д < 1 выигрыш отношения сигнал/помеха может быть значительно больши»1 за счет уменьшения полосы пропускация максимумов АЧХ.
Однако движущиеся объекты ТВ изображения при такой обработке «смазаны», т.е. воспроизведены с меньшей четкостью. Отчасти это допустимо, так как разрешающая способность восприятия движущихся деталей и градационная разрешающая способность зрения для них уменьшаются. В общем случае долю ТВ снш1вла от деталей, изменивших свое положение в соседнем кадре пли строке, приходится ограничивать («взвешивать») при суммировании в зависимости от размеров деталей и скорости их движения. Очевидно, при этом и выигрыш в повышении отношения сигнал/поьиеха уменьшается.
Переходная характеристика )1(пТе) — реакция системы на единичный скачок сигнала при п = 0 (где и — порядковый номер интервала врел1ени Те) приведена на рис. 15.10, г. Форма ее, в основном, зависит от значения скачков сигнала, следующих через интервалы времени Те. Поэтому длительность фронта характеристики может быть задана в числе интервалов времени задержки нйы Форма переходной характернстики позволяет оцепить реакцию системы на единичный импульс и на последовательность единичных нмпульсов. В общем случае АЧХ гребенчатых фильтров перного и второго порядков, используемых в ТВ устройствах и содержащих соответственно одно или два ОЗУ, может быть найдена с помощью:— преобразования. В результате решения системы уравнений, связыва- ЮЩИХ ВХОДНОЕ У,в( ) И ВЫХОДНОЕ сГ,ыв(2) НаПРЯжЕНИЯ (УМНОЖЕННЫЕ на соответству1ощие весовые коэффициенты, а сигналы, поступающие с ОЗУ, — дополнительно на множитель - 1), в общем случае определяется передаточная функция (66] Ь'выв(я) йе + й,з + йз= 2 11 2)— сгвв( ) ЬО + Ь1 + 52 11ри 11,пвв = 1 АЧХ фильтра (15.26) К( 1)= гдп 11'пы„— коэффициент передачи в максимумах АЧХ; Ае = йез+й2+ Ъйй А1 —— 2о1(йе+ аз); Ай = 211оа2, .Ве — — Ьй+ Ь'-,'+ Ь22; В, = 251 (Ью + Ьг); Вп = 2ЬпЬг.
В результате указанных преобразований для нерекурснвпого ~]1и 1ьтра первого порядка (см. рис. 15.10,а) получим !1пр1(' ~) = 1 — 2Й(1 — й) + 2о(1 — о) сов1~ТО 384 хгАСТо Гвс. Телевизионное вещание 1 (1 — 2а)2 2сх1То = — агссоз я (1 — 2а)2 — 1 Эффективность подавления шумов оценим с помощью коэффициента фильтрации белого шума хх вых ш вх вр' 11 бир1— ~ швых л — 2(1- ) Переходная характеристика и ее длительность фронта пфТо „,„Т)ш1 -- Р-ш01„хв1 ) 1 прип>1/ Как следует из выражений для Яб„р1 и 2Ь(То, их экстремальные значения будут при а = 0,5. Тогда К„р1(ь2) = соб —; К „„=1; щ1'о 2 К;„= 0; 2Ь|ТО,в1в = 0,5; Ябвр1швх = 1,41(3 дБ).
Для нерекурсивного фильтра второго порядка (см. рис. 15.10,5) прн весовых коэффициентах а = 7 и 1 — 2а (для симметрии переходной характеристики, малых фазочастотных искажений и К „„= 1) 2 соТО К„рз(о2) = ~1 — 2а+ 2асозсоТо~ = 1 — 4аз1п —; 2 1 / О 293в1 1 2в11' = — 11 — ' ); с „ О-и) + ы' (а припвхО) Л(пТо) = ~ 1 — а прин =1)пф — — 2. 1 прнп>2 14ак показывает анализ, здесь характерны два частных случая 1гв1. рнс, 15.10,в): 1) ири а = 7 = 0,25: Лшм = 0 на частотах (й+ 0,5)що, , щТо Лврх(щ) = соз 2~ь(То — 0,364; С1бвр2 = 1 63 (4,2 дБ); пф = 2: 2 К„ш„= 1; Л „= 1 — 2а на частотах 1сщо и (/с + 0,5)соо соответственно (рис.
15.10,в). Относительная полоса пропускания максимумов на уровне 0,707 ГЛАВА 1б. Формирование аналогового телевизионного сигнала 385 2) при а = т = 0,333: К ы = 0 на частотах (й + 0,333)ше и (/с+0,666)ше. 16(ш) = 0,333 на частотах (к+0,5)шб; 2Ь1Те„„„— — 0,311; г'бнр2пзав — 1,73 (4,8 ДБ); Пф = 2. В рассмотренных нерекурсивных фильтрах нельзя получить более узкие максимумы АЧХ. Поэтому из-за сравнительно малой эффективности подавления флуктуационных помех они чаще используются в сочетании с рекурсивными (см.
рис, 15.11,а) в так называемых канонических фильтрах с прямыми и обратными независимыми связями (см. рис. 15.11,е,г). Характеристики рекурсивного фильтра первого порядка (см. рис. 15.11,а) при К = 1 имеют вид Ке(.) = (1 - Р)/ К .„=1 и К ге=(1 — РИ1+Р) па частотах.кшб и (к + 0,5)шб соответственно (см. рис. 15.11,5); 4 3+ 122 21з1Тв = — агссоз сз'бр А(пТО) = 1 д 1+ 13 Численные значения основных параметров рекурсивного фильтра приведены на рис.
15.12. Характерными особенностями фильтра по сравнению с нерекурсивным являются широкий диапазон изменения параметров при 0 < Д < 1. Этот диапазон ограничен при д — 1 уменьшением устойчивости устройства и увеличением времени установления переходной характеристики пфТе. Вместе с тем при 11 -з 1 уменьшается относительная полоса пропускания максимумов и, как следствие, увеличивается коэффициент фильтрации шума. Например, при 11 = О,ри пф = 20; 2Ь1ТеС = 0,033; Ябр — — 4,36 (12,8 дБ).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
