Джакония В.Е., Гоголь А.А., Друзин Я.В. Телевидение (4-е издание, 2007) (1143036), страница 86
Текст из файла (страница 86)
Анализ характеристик канонических фильтров рис. 15.11,в,г показывает, что рациональная форма АЧХ (К „„= 1, К ы = 0) для наибольшего подавления помех имеет место при следующих соотношениях весовых коэффициентов о = 0,5(1 + Д) и т = 0,5. Тогда для обоих фильтров 1 — ~6 К„( ) = К ( )К„,( ) = ьгй 1 211 Г2 2сз|То = — агссоз; Ябв~ — — ~(; й(пТе) = 1 — 0,5)1"(1+ Д). 1+юг' ' ')/1 л Форма АЧХ и параметры канонических фильтров первого порядка приведены на рис. 15.12 и 15.13,ш Отсчет параметров производится для 2ЬЕТе = сонэк 25 386 5)г, дБ д пш 24 20 10 0,7 т' 16 0,5 12 0,4 н4 4 0.3 0.2 0.1 Рис.
15.12. Параметры рекурсивного (штриховые линии) и канонического (сплошные линии) фильтров в» 1,0 0,75 0,5 0,25 1,5ыо 2ыо 0,5ыа >о 0,707 Рис. 15.13. Амплитудно-частотные характеристики канонических фильтров. а — первого порядка: 1 — при о = 0,625; 0 = 0.25; т = 0,5, 2— прин = 0,75;ф = 0,5;у = 0,5;3 — при о = 0,875,0 = 0,75; — 0,5; б — второго порядка с двумя ОЗУ на То» р — — Та и То» = »7о вг 1,0 «1АСТЫУ. Телевизионное вешание 7=05 ; = (1 + 0)Уг 0,03 0,04 Г1,0 / 5 007 01 014 02 ОЗ 04 2»1 Та ГЛАВА 15. Формирование аналогового телевизионного сигнала 387 (1 !6к)(1 ддст!г) 2 созшТе) Ккт „„„„= 1 на частотах 1свеге, а К ы = 0 на частотах (й+ 0,5)его и (й + 0,5)зсде (Рио. 15.13,5); 2Ь|Те = — агссоз 1 2)г„р гг 1+Я 1 213„ 2 Ь |вТв = — агссоз 1+ к (в области частот, где К т(ег) = К з к,„„„= 1); 2 О,„, =; и т,! ! — д,!д„"(! т д„!.
(! — А)С вЂ” д ° ! При )г = )гк = дстр! Ъкг = Я~~„ск 2/(1 — д) значительно пРевышает значения коэффициента подавления шума канонического фильтра первого порядка 1„гв !. Например, при 13 = Отп Явке 20 (26 дБ). 14агс следует из приведенных выражений, эффективность подавления флуктуационных помех гребенчатыми фильтрами при одинаковой корреляции нег!еду кадрами и строками не зависит от абсолютной величины времени задергкки сигнала То в ОЗУ, т.е. от частоты повторения максимулюв АЧХ (до = 25 Гп и до„р — — 15625 Гц).
В дей- Сравнение характеристик рассмотренных фильтров показывает, что канонические фильтры при одинаковой полосе пропускания максимумов за счет лучшей формы АЧХ обеспечивают несколько большее подавление помех, чем рекурсивные, но, главное — обладают большим запасом устойчнвости ]66], а следовательно, допускают и больший диапазон изменения параметров. Повышение эффективности подавления шумов можно получить одновременным использованием межкадровой,межстрочной и межэлементной корреляции ТВ сигналов путем соответственно временпбй н пространственной (вертикальной и горизонтальной) фильтраций (67].
Реализация подобного шумоподавнтсля возможна с помощью гребенчатого фильтра третьего порядка с разными временными задержками на время длительности кадра, строки и элемента изображения (т.е. трех последовательно включенных канонических фильтров с ОЗУ на Тьк — — -То — — 40 мс, Те„р —— Те —— 64 мкс и Те, —— = 62,5...85,0 нс). Последний фильтр по существу представляет собой ФНЧ, понижающий уровень высокочастотных составляющих сигнала и шума.
Характеристики шумоподавителя с использованием двух гребенчатых канонических фильтров второго порядка при 7 = 7, „= 0,5 и аклтр — — 0,5(1+ гбклт„) описываются выргоксниями: 388 сХАСТЫ ьг. Телевизионное вещание Рнс. 15.14. Структурная схема шумоподавителя на осно- ве рекурсивного фильтра ствительности ггсе оно определяется фактическими величинами корреляций сигналов конкретного ТВ изображения. Величина и характер искажений изображения, возникающих при временнбй или пространственной фильтрации реальных изображений, будут различны.
Допустимые значения этих искажений и определяют эффективность подавления помех. Очевидно, что при передаче статических изображений временная фильтрация из-за полной корреляции кадров не вносит искажений. Только появление новых объектов происходит с «задержкой предьявления» их во времени в соответствии с величиной пфТв„. Использование же пространственной фильтрации при сложении сигналов от некоррелированных участков соседних строк во всех случаях, даже для статических изображений, сопровождается уменьшением четкости по вертиггали (нз-за размытия горизонтальных границ и уменьшения контраста мелких деталей), а также сдвигом объекта по вертикали (воспроизведение его на последующих строках в соответствии с длительностью фронта переходной характеристики пфТв„и). Например, при использовании нерекурсивного фильтра 2-го порядка (см.
рис. 15.10,5) и а = у = 0,25 в случае передачи сигнала от одиночной детали размером в один элемент на на т-й и (г + 2)-й строках (как это следует из рис. 15.10,г) на выходе фильтра появляются «ложные» детали с размахом сигнала 0,25бг„, а на (т + 1)-й строке— с размахом 0,5сг,„. Наконец, при любом виде гребенчатой фильтрации движущиеся объекты будут «смазываться» пропорционально скорости нх двнггсения. Поэтому при уменьшении корреляции сигналов необходима адаптивная перестройка параметров гребенчатых фильтров (в частности, 2тасТв и пфТо) в режиме реального времени так, чтобы обеспечить лучшее качество изображения за счет рационального обмена между частными параметрами — четкостью н отношением сигнал/поьгеха.
Эту задачу выполняет анализатор корреляции сигналов тпк называемый детекгпор движения, в котором в результате сравш пня гнгпалов на входе н выходе ОЗУ формируется управляющий гнгнпл. пзмепя|ощий значения весовых коэффициентов сг, о илн у. В к лсствг примера на рнс. 15,14 приведена структурная схема ГЛАВА ПК Формирование аналогового телевизионного сигнала 389 одного из простейших вариантов шумоподавителя на основе рекурсивного фильтра первого порядка. Она содержит умножители Х для взвешенного сложения сигналов в сумматоре Е> и ОЗУ> для задерлски выходного сигнала на время То„, а такисе детектор двихсения.
В последнем используются ОЗУг и сумматор Ег для получения разностного сигнала от двух соседних кадров, а также формирователь сигналов управления (ФСУ) работой умножителей. Использование подобных устройств (68] позволяет при необходимости повысить отношение сигнал/помеха. 15.5. Апертурная коррекция Апертурные искажения изображения возникают в фотоэлектрических преобразователях свет-сигнал из-за конечных поперечных размеров (апертуры) электронного луча, растекания зарядов и аберраций в оптических и электронных системах. Эти искажения приводят к уменьшению размаха высокочастотных составляющих ТВ сигнала и к увеличению длительности фронта переходной характеристики системы.
В результате уменьшается четкость телевизионного изображения: размываются резкие границы крупных деталей и уменьшается контраст мелких деталей. В отличие от частотных искажений, возникающих в усилительных каскадах тракта, апертурные искажения не сопровождаются фазочастотпыми искажениями. Поэтому и методы коррекции здесь используются другис. Апертурные искажения оцениваются либо по переходной, либо по апертурной характеристике фотоэлсктри >еского преобразователя (ФЭП) уф(о>,г) (см. гл.
6). При передаче крупных деталей апертурный корректор должен иметь коэффициент передачи Ке„= 1 (для возможности обхода), а его АЧХ уе,(ь>) = 1/уф(е>) при линейной фазочастотной характеристике. Апертурная характеристика ФЭП в общем случае может быть аппроксимирована функцией УФ(а>) = — = е ~ У с1 1, 1 >(ш/шо) + аг(о>/о>о) + где 1„л — размах тока сигнала от крупной детали, размер которой значительно превышает размеры апертуры; о>о — частота, на которой размах тока сигнала 1, от деталей меньших размеров уменьшается в с раз; а>, аг,...
— постоянные коэффициенты. Тогда г 4 у,„(ы) = = 1+ а> — + аг — + .. Апертурные искажения корректируются с помощью схем диффе- Ш-нцнальной и разносганой коррекций. Принцип действия схем дифференциальной коррекции (рис. 15.15) основан на алгебраическом 390 ЧАСТЫ вг. Телевизионное вещание „. (ы) ивов(ы) =ива(ы)-в>и (ыз) ь 1,о вввк 0,5 з( ') о б! Рнс.
15.15. Дифференциальный апертурный корректор: а — структурная схема; б — принципиальная схема формирования сигнала второй производной; з — переходные характерзстнкн сложении в определенных пропорциях входного сигнала и„(ь>) с сигналами его четных производных (для симметрии ПХ); и,ы„(цг) = и,„(ь>) + 5>на( Р) + 62и4(ь>~) +... + 5„иае(ц>аз), где изы (ц>), изх(ь>), из(ц>~), и4(ь>~),... — ноРмиРованные напРЯжения в различных точках корректора; 5>, 52,... — весовые коэффициенты; и = 1,2,3,...
Сигналы четных производных формируются обычно двухзвенными дифференцирующими цепочками с линейной фазочастотной характеристикой, например СрЬ„(рис. 15.15,б), так как напряжение на выходе этих цепочек пропорционально квадрату частоты; н2(о> ) Мь>0)' В сумматорах Е>, Е2, ..., Е„(рис. 15.!5,а) входной сигнал элгебраически складывается с сигналами четных производных, которые формируются дифференцирующими цепочками Ра, Р„..., Рт„. Фазовые сдвиги, возникающие при формировании корректирующих сигналов, компенсируются с помощью линий задержки ЛЗ.
На практике нн то используют сигнал второй и (или) четвертой производной. Нп рис. 15.15,в приведены переходные характеристики до и погпг алгебраического сложения входного сигнала с сигналом второй ирои цюдной 1»>г>(ь>2). из рисунка следует, что с помощью подобной огн рации (при малых фазочастотных иска>кениях) может быть получг нн гилвьггтричная переходная характеристика с существенно ГЛАВА тз.
Формирование аналогового телевизионного сигнала 391 меньшей длительностью фронта по сравнению с исходной. Недостатком дифференциальной коррекции является возмг ж. ность ее использования только в горизонтальном направлеппн Ероме того, на переходной характеристике возникают выбросы (пв ТВ изображении — пластика), но главное, после апертурной коррекции увеличивается зашумленность ТВ сигнала за счет «добавления» флуктуапионных помех нз каналов четных производных. Разиостная апергпйрная корр«или, основ. па и,: вычитании из входного сигнала «информации» о соседних элементах изобра.кения.
Она реализуется на нерекурсивных гребенчатых фильтрах с линейными фазочастотными характеристиками (см. З 15А). При коммутации потенциального рельефа мишени передающей трубки с помощью электронного луча с относительно большой апертурой (превышающей размеры одного элемента) сигнал на выходе трубки пропорционален яркости нескольких соседних элементов. Относительное содержание «ложной информации» в сигнале, очевидно, зависит от размеров апертуры и закона распределения плотности электронов коммутирующего луча.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
