Перов А.И., Харисов В.Н. ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования (4-е издание, 2010) (1142025), страница 84
Текст из файла (страница 84)
Схема аналогового фильтра третьего порядка приведена на рис. 13.20, а. а) Рис. 13.20. Схемы аналогового (а) и дискретного (б) фильтров третьего порядка 514 Дискретный фильтр второго порядка, соответствующий (13.32), получается при замене аналогового интегратора дискретным. Так, используя дискретный интегратор с коэффициентом передачи (13.29), получаем коэффициент передачи дискретного фильтра второго порядка: Аппаратура потребителей Коэффициент передачи дискретного фильтра третьего порядка получается при подстановке в (13.34) вместо коэффициента передачи аналогового интегратора соответствующего коэффициента передачи дискретного интегратора.
Подставляя, например (13.29), получаем К(г) = ф — +Т, +Т2 (13.35) Схема дискретного фильтра, имеющего коэффициент передачи (13.35), приведена на рис. 13.20, б. Дискретные фильтры в контуре ССФ. Описанные в предыдущих разделах фильтры второго и третьего порядка могут быть реализованы в различных следящих системах, в том числе и в ССФ. Для фильтра второго порядка с коэффициентом передачи (13.33) переходная матрица Ф~ и матрица коэффициентов усиления К~ в уравнениях (13.21), (13.22) имеют вид К Тт Кф1 КФг 1 Т 0 1 (13.36) Для фильтра третьего порядка с коэффициентом передачи (13.35) переходная матрица Ф~ и матрица коэффициентов усиления К~ имеют вид (13.37) Кф —— Дискретные фильтры в контурах ССЗ и ССЧ. В ССЗ и ССЧ используется в основном фильтр второго порядка с коэффициентом передачи (13.33).
Переходные матрицы и вектор коэффициентов усиления описываются соотношениями (13.36) с заменой ф-+ г или ф-+ аз соответственно. 13.7.6. Алгоритмы управления генераторами опорных сигналов в следящих системах Важным элементом следящих систем за задержкой, фазой и частотой сигнала являются генераторы опорных сигналов, параметры которых управляются таким образом, чтобы обеспечить требуемые характеристики слежения. Через ГОС замыкается обратная связь в СС, а используемые в них параметры влияют на дискриминационные характеристики соответствующих дискриминаторов, а также на фильтрующие свойства СС.
515 1 Т 0 0 1 Т 0 0 1 К,и КФг = КФз КфзТф2~ г КфзТф1Т . КфзТ Глава 13 Рассмотрим для примера ССФ. Из алгоритмов оптимальной фильтрации (например, (Пб.2)) следует, что на корреляторы синфазной и квадратурной компонент на интервале накопления ~1„1!,!!,1 необходимо подавать гармонические колебания созыв„!!, „+ф„„), яп(в„1!, Ь!+ф!, „), 1=1,М, где ф~,! =А !+(1-1)а!,- Т.! (13.38) Т! — временной шаг работы АЦП. Соотношение (13.38) определяет оптимальный закон управления фазой перестраиваемого генератора гармонического колебания (УЦГС на рис.
13.14). Такое управление включает управление по фазе (ф„,) и по частоте (Й!,,). В гл. б статистические характеристики ФД рассчитывались именно для такого закона управления УЦГС. На практике для упрощения СС используют более простые законы управления. Так, на рис.13.14 управление УЦГС осуществляется только по частоте, а закон управления определяется приращением оценки фазы за шаг временного накопления в корреляторе Т.
При использовании СФ с характеристиками (13.36), (13.37) оценка фазы сигнала определяется уравнением ф!, — -ф~ !+Тщ,, +К~,и ~!,, из которого определяем сигнал управления: к, ~Уп,/с = Т =А — 1 + дф,Ф (13.39) и соответствующий закон изменения фазы УЦГС: фуцгс;!,,! = фуцгс;!, + 1Т!Ьиу,,!, (13.40) Аналогичные выражения можно записать для сигналов управления задержкой дальномерного кода в ССЗ. 13.7.7. Алгоритм выделения навигационного сообщения Выделение символов 9„, осуществляется в когерентном режиме работы 516 приемника.
Из общей теории оптимального приема следует (см. п. 6.3.5), что в случае модуляции сигнала НС только символами навигационного сообщения (длительностью 20 мс) для оценки информационного символа необходимо сформировать сигнал (6.66), аналогичный синфазной компоненте коррелятора на длительности информационного символа (20 мс). Для формирования такого сигна- Аппаратура потребителей ла необходимо прежде всего осуществить синхронизацию по границам бит информационных символов (битовую синхронизацию). В СРНС ГЛОНАСС навигационное сообщение (символы которого следуют с частотой 50 бит/с) складывается по гное 2 с символами М-кода, следующими с частотой 100 Гц (см.
п. 11.3). Поэтому, прежде чем выделять символы навигационного сообщения, необходимо выделить символы М-кода, для чего следует также выполнить битовую синхронизацию М-кода. Пусть корреляторы АП имеют время накопления Т = 1 мс. Рассмотрим отсчеты синфазной компоненты коррелятора 1~ (следующие с частотой 1 кГц).
Алгоритм выделения символов навигационного сообщения, основанный на обработке отсчетов 1~, условно представлен функциональной схемой рис. 13.21. Рис. 13.21. Выделение символов навигационного сообщения Отсчеты 1~ с выхода коррелятора поступают в блок выделения импульсов тактовой частоты М-кода (/м, — — 50 Гц). Здесь фиксируются моменты смены знака отсчетов 1~ и после определенной статистической обработки формируются импульсы тактовой частоты 50 Гц, привязанные к моменту смены знака символов М-кода.
Сформированные импульсы поступают: в блок формирования М-кода («дискретный генератор» М-кода), который формирует последовательность +1 или -1, чередующихся с частотой 50 Гц (т.е. в рассматриваемом варианте с Т = 1 мс формируется по десять +1 или — 1); в блок формирования импульсов символьной частоты ( /си —— 100 Гц), которые соответствуют границам символов навигационного сообщения (синхронизация по символам навигационного сообщения); в блок выделения символов М-кода, в котором формируются «пачки» отсчетов 1, соответствующие одному символу М-кода; границы символов задаются импульсами тактовой частоты 50 Гц, поступающими с одноименного блока.
517 Глава 13 Выделенные символы М-кода («пачки» отсчетов 1~) поступают в сумматор по шод 2, где они складываются с импульсами тактовой частоты, в результате чего снимается модуляция навигационного сообщения М-кодом. Поэтому на выходе данного сумматора формируются отсчеты 1)„в которых присутствует модуляция только навигационным сообщением. Отсчеты 1(, поступают в сумматор со сбросом, интервал суммирования в котором определяется импульсами символьной частоты, которые привязаны к границам символов навигационного сообщения. Таким образом, в данном сумматоре производится дополнительное сглаживание флуктуационной составляющей отсчетов 1(, на интервале времени 20 мс.
На выходе сумматора формируется последовательность +1, следующих с частотой 50 Гц, которая в дальнейшем подвергается декодированию с целью извлечения эфемеридной и другой информации, переданной в радиосигнале НС. 13.8. Алгоритмы вторичной обработки информации На этапе вторичной обработки информации выполняется: определение координат и вектора скорости потребителя в результате решения навигационной задачи; декодирование навигационного сообщения; другие сервисные функции.
13.8.1. Оценка координат и вектора скорости потребителя В современной аппаратуре потребителя для получения оценки координат и вектора скорости потребителя используются сигналы от всех НС, находящихся в зоне видимости. В п. 6.4.2 показано, что в этом случае наиболее простое решение получается при использовании метода наименьших квадратов. Введем вектор состояния потребителя х = ~ху ~Д'~' в системе координат ОХИ (см. п. 3.1) и вектор наблюдений оценок псевдо дальностей (формирует мых а блоке пеРаичиои обРаботки) У, „=~~, г гт „., гик . Тогла апгоРитм аычисления оценок вектора состояния потребителя записывается в виде (6.177) хг — — хг-;(Ни(хг)Н(хг)) Н'(хг)(У,г — Ь(хг)) с, (13.41) — скорость света.
518 где х„— начальная оценка (начальное приближение) вектора х),; Ь(х),), Н(х), ) = сН(х), ) — функции, определяемые в соответствии с (6.173), (6.181); с Аппаратура потребителей Для реализации алгоритма (13.41) необходима априорная информация о координатах спутников на момент проведения вычислений.
Такая информация доступна в АП после декодирования навигационных данных. Получим соотношения для оценки вектора скорости потребителя. Введем ,и вектор Ч =~1У, Р' Р,' Г~ и вектор наблюдений оценок псевдо доплеровских т частот у у» — — Я» /~ » ...~„», для которого запишем уу» = Ч,6»/Л+ пу», (13.42) и где Ч,6» — — ~Д, » Д~ » ...Д»»~, Д,» — скорость сближения (удаления) потребителя с 1-м НС; Я вЂ” длина волны радиосигнала; ну „— вектор погрешностей оценки псевдо доплеровского смещения частоты. Учитывая, что Д, =соя(а,)(~'„— Р'„)+соьЯ)(Ку уу)+сов(у,)(Р Ру)+Г, где соя(а,), соьф), сов(~;) — направляющие косинусы линии потребии тель — 1-й НС; Ч, = Р; 1' 'у',1 — вектор скорости 1-го НС; наблюдения (13.42) можно представить в виде у» = (АЧ, » + ЙЧ» )/Л + и (13.43) где соя(а() сов(р() соя(у,) соя(й2) сов(~02) СОБ(~2) А= сов(а~ ) соя(Д„) сов(у2 ) Из (13.43), используя метод наименьших квадратов (см. п.
6.4.2), находим оценку вектора скорости потребителя Ф~ =(Н'(х~(Н(х,)) В (х~)(у~~А — АМ,~). (13.44) 519 Если известны дисперсии шумов оценок псевдо дальности и псевдо доплеровского смещения частоты, то соответствующие матрицы дисперсий шумов можно учесть в алгоритмах (13.41), (13.44), аналогично тому, как это сделано, например, в (6.178). Глава 13 13.8.2. Расчет вектора состояния НС на основе неоператнвной информации (альманаха) Алгоритм расчета параметров движения НС по данным альманаха используется при выборе оптимального созвездия, расчете целеуказаний для поиска навигационного радиосигнала выбранного НС. В основу алгоритма положена модель невозмущенного движения спутников (кеплерово движение см.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
