Диссертация (1137272), страница 17

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 17)

Квадратурные составляющие соответстn =1Nвенно КН-Q: β0Qs(f)Jln(αAnks) и фильтра-Q: G0Qs ∑ ln f n .n=1В большинстве МУМС нелинейность АХ и равномерностьAM/PM-характеристик нелинейного преобразования зависит от частоты. Поэтому, используя минимум среднеквадратичной ошибки построения кривой, модельквадратурных составляющих могут быть получены для всех входных частот.В результате в частотно-зависимых параметрах βs(f), s = 1,2,…S, получим[131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236]βs(f) = β0sGs(f), s = 1,2,…S,(4.14)где β0s – частотно-независимый параметр; Gs(f) является функцией частоты f.Каждый параметр всегда зависит от нелинейности передаточных характеристик МУМС и равен β0sJ1(αAs), а выходные амплитуды масштабируются линейным фильтром Gs(f) [13, с.

34-67]. Таким образом, входной групповой сигнал с произвольными амплитудами несущих обрабатывается рядом параллельно соединенных электрических ветвей. Каждая такая ветвь состоит из частотно-131независимой нелинейности и соответствующим фильтром. Например, на выходе МУМС нелинейности β0sJ1(αAs) создают ряд ИМС. С помощью формулы(4.13)определяетсяамплитудавыходнойсигнальнойсоставляющейNβ s ∏ Jln (αΑnk s). Далее, благодаря действию линейного фильтра, это значениеn =1составляющей масштабируется на параметр Gs(f).Итак, амплитуда составляющих ИМСNS NM ( L p ) = ∑ β s ∏ J ln (αAnk s )G0 s  ∑ ln f n  .s =1 n =1n =1(4.15)Рисунок 4.6 – Экспериментальные нормированные АХ и ФАХ МУМСНа рисунке 4.6 показаны экспериментальные нормированные передаточные АХ и ФАХ МУМС.На рисунке 4.7 представлены графики расчетной и экспериментальнойпроверка двухсигнальной модели МУМС, аппроксимируемые цилиндрическими функциями 1-го рода [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134,с.234-236].

На практике наиболее часто МУМС моделируется шестью цилиндрическими функциями 1-го рода. Чтобы оценить точность предложенной моде-132ли была проделаны измерения в точке «интермодуляции» и точке насыщениядля МУМС.Экспериментальные результаты моделирования были сравнены с расчетными на частоте 1950 МГц (рисунок 4.7).Рисунок 4.7 – Расчетная и экспериментальнаяпроверка двухсигнальной модели МУМС4.3. Моделирование диаграммы направленности многолучевых АФАРв радиосистемах связи с малыми искажениями для горных трассОбъединенную диаграмму направленности многолучевой АФАР можносмоделировать аналитически как произведение ДН одного излучательного элемента и множителя всех элементов решетки.

При этом предполагается идентичность характеристик излучательных элементов по массиву и отсутствия взаимной связи между ними. Данные условия относительно точны для элементовполя ДН при расстоянии в 1,5 раз больше, чем λ, которое учитываются в моделировании. Кроме того, предполагается, что в микрополосковой решетке распространяется основная мода волны ТМ10 [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360361; 134, с.234-236].133Здесь излучающие элементы моделируются в среде элементов АФАР исуммарное дальнее поле излучения рассчитывается как для несущих, так и длянелинейных искажений на основе коэффициентов возбуждения, генерируемыхпреобразованиями ИМС в дальней зоне.

Объединенная диаграмма направленности Pp(θ) для каждой несущей в любом пространственном направлении получается когерентным суммированием соответствующего выходного сигналаМУМС, задаваемого уравнением (4.15).Рисунок 4.8 – Уровни ИМС-3 при поворотах АФАР по азимутуна +20º и -10º при -9 дБ и 0 дБ мощности насыщенияВ этом случае суммарная диаграмма направленности исследуемых АФАРопределяется как [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236]N2πPp (θ) = M ( L p ) ∑ exp j (cos φn xk + sin φn yk )sin θn ⋅ exp j ∑ ln φnk . (4.16)λpk =1 n =1K134где λр – длина волны р-го входного сигнала, частота которого задается согласноN∑ ln fn в декартовых координатах элементов массива (xk, yk), что определяет наn =1правления пространственных лучей в сферических координатах для n-го луча[131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236].По полученному соотношению (4.16) были рассчитаны и измерены ИМС3 8-элементной двухлучевой АФАР (рисунок 4.8).Рисунок 4.9 – Результаты моделирования двухлучевой ДН АФАР иуровней ИМС на частоте 1950 МГц при повороте по азимуту на +20º и -10ºв линейных и насыщенных режимах работы МУМС135На рисунке 4.9 показаны результаты моделирования двухлучевой ДНАФАР и уровней ИМС-3 на f = 1950 МГц с поворотом на +20º и -10º по азимутув линейных и насыщенных режимах МУМС.Рисунок 4.10 – Двухлучевая полярная ДН несущего колебанияи график ДН ИМС 3-го порядкаНа рисунке 4.10 представлена двухлучевая полярная ДН АФАР и графикИМС 3-го порядка.Итак, характерные теоретические исследования МУМС в составе АФАРподтверждаются результатами измерений.

Рассчитан массив параметров дальнего поля и боковые лепестки ДН АФАР, а также исследовано поведение ИМС.136Этот анализ показывает, что помехи можно рассчитать теоретически, контролировать ДН многолучевой АФАР радиосистемы связи для загородных и горных трасс. Таким образом, с уменьшением мощности составляющих ИМС навыходе МУМС, будет уменьшается потребляемая мощность передатчика, и,следовательно, энергетическое потребление системы и массогабаритные показатели будут снижены.4.4.

Разработка линейных усилительных трактовинтеллектуальных антенн и АФАР радиосистем связиУсиление многочастотных сигналов в передающих трактах радиосистеми устройств связи для сложных загородных и горных трасс при расположениибазовых станций и ретрансляторов на сравнительно больших расстояниях другот друга требует применения высоколинейных СВЧ-усилителей мощности, длячего необходимы устройства линеаризации АХ и ФАХ. Современные МУМСмогут включать в схему несколько способов подавления ИМС – от использования устройств компенсации до введения обратных и прямых связей.Разработанный метод исследования выходного комбинационного спектра(т.е. спектра выходного сигнала и составляющих ИМС) и линеаризации передаточных амплитудных и фазоамплитудных передаточных характеристик нелинейных МУМС должен соответствовать следующим основным требованиям:программная реализация метода исследования на компьютере должна бытьосуществлена с использованием известных стандартных языков программирования и программных оболочек, таких, например, как программная средаMicrowave Office, STATGRAPHICS, LabView, MATHCAD и др.

систем компьютерной математики – СКМ); точность расчетов должна быть не хуже или соизмерима с погрешностью современных измерительных приборов, то есть неменее 1…1,5 %.Решение задачи по разработке устройств, предназначенных для повышения линейности МУМС, невозможно без создания методики анализа нелиней-137ных динамических систем. Это связано с задачей синтеза линеаризаторов, минимизирующих мощности составляющих ИМС в исследуемых СВЧ-усилителяхмощности. Проектирование новых СВЧ-усилительных каскадов мощности радиосистем и устройств связи с многочастотными сигналами требует созданияэффективных методов математического моделирования и нелинейных устройств и многочастотных входных и выходных сигналов. В настоящее времяпри схемотехническом проектировании нелинейных МУМС широкое распространение получили методы моделирования, позволяющие определять параметры передаточных характеристик и аппроксимировать их при воздействиигрупповых сигналов.Рисунок 4.11 – Цифровые многочастотные сигналы на входе МУМС:а – число абонентов около 300; б – число абонентов порядка 250Моделирование группового многочастотного сигнала с цифровой модуляцией огибающей.

Многочастотные сигналы с цифровой модуляцией огибающей138имеют как правило большое соотношение пикового значения к среднему (рисунок 4.11).В частности, огибающая сложного цифрового сигнала формируется суммированием единичных скачков амплитуд (символов) от отдельных мобильныхабонентов, и если, например, в радиоканале обеспечиваются одновременно связью 300 (рисунок 4.11,а) или 250 (рисунок 4.11,б) абонентов, то имеется вероятность, что в какой-то момент времени все кодовые амплитуды от отдельныхабонентов сложатся, и суммарная амплитуда увеличится до 250 единиц (рисунок 4.11,б).Это эквивалентно тому, что отношение “пиковой к средней мощностисигнала” может достигать до 20 дБ, соответственно, с более строгими требованиями на линейность МУМС [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134,с.234-236].

Из-за случайной полярности сигналов от выходных трактов разныхабонентов суммарная амплитуда каждого последовательного чипа может иметьамплитуду от -250 до +250 (рисунок 4.11,б).Исследуем групповой режим усиления нелинейного МУМС с нелинейными передаточными АХ и ФАХ. В предлагаемом методе исследований комбинационного спектра в качестве математической модели группового сигнала,объединяемого на входе нелинейного МУМС, используется N независимых передаваемых сигналов [132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236]:Nивх (t ) = ∑ U вхi (t )sin[ω0t + ki Ωt + ϕi (t )].(4.17)i =1Полоса пропускания выходного фильтра W(ω0) МУМС ограничена и поэтому можно пренебречь всеми составляющими сигнала, кроме близких к центральной гармонике.

Тогда и выходной сигнал также можно считать колебанием, отражающим нелинейное следующее преобразование:Nивых (t ) = ∑U выхi (t )sin[ω0t + kiΩt + ϕi (t ) + θ(t )],i =1(4.18)139где Uвыхi(t) и ϕвыхi(t) – медленно меняющиеся во времени огибающая и начальная фаза i-го выходного сигнала;θ(t) – фазовая характеристика МУМС.Математическую модель группового сигнала uвх(t) на входе нелинейногоустройства можно преобразовать в более удобную форму. Суммарный сигналuвх(t) является, как уже отмечено, узкополосным и поэтомуuвх(t) = Re{ρ(t)expj[ω0t + ϕ(t)]},(4.19)гдеϕ(t) = arctg[y(t)/x(t)],(4.20)суммарная фаза многочастотного сигнала.В соотношении (4.20) функции y(t) и x(t) – соответственно синусная и косинусная составляющие многочастотного сигнала (содержащего N сигнальныхсоставляющих каналов системы связи), определяющиеся по формулам [131,с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236]Ny(t ) = ∑Uвхi (t )sin θi (t ) ;i =1Nx(t ) = ∑Uвхi (t )cos θi (t )(4.21)i =1В (4.21) параметры Uвхi(t) и θi(t) представляют соответственно амплитудуи фазу i-ой составляющей входного группового сигнала.

Через квадратурныесоставляющие можно записать огибающую многочастотного сигнала на входеСВЧ-устройства в виде:ρ(t ) = x2 (t ) + y2 (t ).(4.22)Для нелинейных динамических систем с непрерывно протекающими вовремени процессы, скорости изменения переменной состояния исследуемойцепи можно также задать вектором [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361;134, с.234-236]:dx  dx1 dx2 dxn =,...,,dt  dt dtdt (4.23)где dxi/dt – скорости изменения компонент многомерной переменной; i,…, n.140В свою очередь эти скорости определяются текущими значениями переменной x, управлениями u и возмущениями f, действующими на системуdxi= gi ( x, u, f , t ), xi (t 0 ) = xi 0 , i = 1,...n,dt(4.24)где g = (g1, g2,…, gn)Т – вектор функция; х10, х20,…, хi0 – начальные условия.Если g(∗) – нелинейная функция, то решение уравнения (4.24) усложняется, так как сводится к интегрированию системы нелинейных дифференциальных уравнений.

Так как методы интегрирования систем дифференциальныхуравнений хорошо разработаны только для линейных систем, то перед работойс ними необходимо линеаризовать g(∗) в окрестности рабочей точки, которойсоответствует установившейся режим работы объекта.Анализ и разработка систем линеаризаторов передаточных характеристик широкополосных МУМС.Разработка линеаризаторов ПХ передатчиков АФАР, предназначенныхдля повышения линейности усилительных трактов, невозможно без разработкиметодики анализа нелинейных МУМС.

Характеристики

Список файлов диссертации