Диссертация (1137272), страница 16
Текст из файла (страница 16)
Искажения сигналов в горных радиосистемах связи с АФАР и ИАСложность приемо-передающих трактов и особенно антенных устройстврадиосистем подвижной связи требуют совершенствования существующих исоздания новых методов моделирования нелинейных устройств. В последние20…25 лет существенно изменилось внимание к проблемам расчета и технологии построения активных фазированных антенных решеток, а также интеллектуальных антенных систем подвижной связи, включающих нелинейную модельмодулей интегрированных твердотельных МУМС радиопередатчиков.
Для исследования нелинейных эффектов были смоделированы ИА и АФАР различныхдиапазонов.Интеграция МУМС с антенными системами имеет много преимуществ посравнению с обычными пассивными антеннами, например, вследствие увеличения эффективного размера антенны, пропускной способности и скорости передачи сигналов радиосистемы связи [99, с.726-740; 100, с.97-99; 102, с.64-67].Так же предполагаемые в будущем повышение эффективности и качества радиосистем связи для горной местности требуют специальной высокой направленности (типа косекансной ДН) и многолучевости антенн с большой полосойпропускания сигнала.
Поэтому АФАР идеально подходит для таких требований[3, с.45-49; 103, с.50–59; 104, с.59-64; 105, с.34-45].Эффективность радиосистемы связи с многолучевыми ИА или АФАРсильно зависит от нелинейных искажений в МУМС [106, с.34-45; 107, с.78; 108,с.32-37].
Эти помехи приводят к генерации ИМС и искажениям передаваемыхсигналов. Чем ближе степень насыщения транзисторов МУМС к уровню максимальной энергетической эффективности, тем больше мощность ИМС, чтоснижает отношение сигнал/помеха (S/N), связанное с направлением диаграммыизлучения ИА или АФАР. Поэтому точное моделирование интермодуляционных лучей АФАР помогает контролировать ИМС, позволяя МУМС функционировать с минимальными энергетическими затратами. Это приводит к болееэффективным ИА и АФАР, требующим меньше мощности питания с понижен-124ными массой, габаритами и стоимостью спутника [109, с.67-78; 110, с.34-36;111, с.15-23; 112, с.45-56; 113, с.25; 114, с.
12]. ИМС в АФАР имеют характеристики, отличающиеся от тех, что встречаются в усилительно-передающих трактах. Для многолучевых цифровых радиосистем связи помехи и ИМС в МУМСприводят к увеличению битовых ошибок (BER) с 1 до 5 дБ по сравнению с пассивными антеннами. Исследования показали, что разрешенные значения BERлежат в пределах от 10-3 при передаче звука до 10-6 при передаче цифрового потока [11, с.45-47]. Из этих значений могут быть получены диапазоны мощностей радиосигналов, которые должны передаваться в линейном виде по радиоканалам связи.Появление ИМС приводит к росту ширины ДН интеллектуальных антенных устройств и АФАР, смещению глубины нуля, повышению уровня боковыхлепестков.
При этом снижается помехоустойчивость, уменьшается пропускнаяспособность радиоканала связи из-за возникающих на выходе антенн внеполосных излучений, снижению полезной выходной мощности.Упоминая о проблемах, связанных с появлением нелинейных искаженийв системах связи с АФАР, отметим также возникновение ИМС при работе с переключаемыми многолучевыми антеннами.Структурная схема активной АФАР радиосистемы связи показана на рисунке 4.3 [92, с. 234-235; 93, 234-235; 94, с.
56-67; 109, с.67-78; 110, с.34-36;111, с.15-23; 112, с.45-56].Она состоит из K МУМС с К излучателями АФАР и N источников сигналов с несущими, которые имеют разные амплитуды и фазы.Описано исследование ДН АФАР при возникновении ИМС третьего ипятого порядков (ИМС-3, ИМС-5) [92, с. 234-235; 93, 234-235; 94, с. 56-67], вкотором получено выражение фазового сдвига при ИМС m-го порядка и определены общие передаточные характеристики для МУМС.Этот анализ справедлив для аппроксимации, соответствующей ограниченной области радиосвязи многолучевых АФАР и для сравнительно узкой полосы пропускания [92, с. 234-235; 93, 234-235; 94, с.
56-67, 114, с.18;115, с.56].125Рисунок 4.3 – Структурная схема передающей АФАРЧастотно-независимая нелинейная квадратурная модель усилительногоэлемента АФАР. Для широкополосных многолучевых АФАР (это цифровыерадиосистемы связи) с относительно узкополосными сигналами принято рассматривать частотно-зависимую нелинейную квадратурную модель МУМС [3,с. 49, 116, с.
78; 117, с. 67,118, с.90; 119, с.123]. Эту модель МУМС можно будетиспользовать для анализа АМ/АМ- и АМ/PM-преобразования и появленияИМС. следнее означает, что передаточные характеристики МУМС частотнонезависимы во всем рабочем диапазоне.Рассмотрим статистический метод анализа МУМС с использованиемквадратурных оставляющих огибающей группового входного сигнала [3, 49,102-105,120, с. 67; 1121, с.45; 124, с.134; 125, с.
137-142]. Применение квадратурных напряжений позволяет осуществить косвенное определение параметровМУМС путем обработки усиливаемых и усиленных спектров сигналов. С по-126мощью метода можно аппроксимировать ПХ МУМС и обеспечить построениенелинейных моделей. Преимущество метода квадратурных напряжений – выходной сигнал делится на две составляющие: синфазную (синусную) Us(t) = Usи квадратурную (косинусную) Uc(t) = Uc.Пусть входной сигнал [3, 49, 126, с.45; 127, с.98.] гармоническую (синусную) формуuвх(t) = Uвх(t)cos[ωt + ϕвх(t)].(4.1)Выходное групповое колебание представим [4, с. 18-19]:uвых(t) = Us(t)cos[ωt + ϕвх(t)] + Uс(t)sin[ωt + ϕвх(t)],(4.2)гдеUs(t) = Uвых(t)sinθ(t),Uc(t) = Uвых(t)cosθ(t),(4.3)а θ(t) – ФАХ МУМС.При этом напряжение вида (4.2) будет иметь аналитическую запись:uвых(t) = Uвых(t)sinθ(t)sin[ωt + ϕвх(t)] + Uвых(t)cosθ(t){cos[ωt + ϕвх(t)]}.(4.4)Представим в рассмотрение квадратурную (косинусную) составляющуюогибающей входного напряжения uвхс(t), имеющую ту же амплитуду Uвх(t) =Uвхs(t) и фазу ϕвх(t), что и исходное (синусное) напряжение (4.1), но сдвинутуюпо отношению к амплитуде uвх(t) на фазовый угол π/2, т.е.Uвхс(t) = Uвх(t)cos[ωt + ϕвх(t) + π/2] = Uвх(t)sin[ωt + ϕвх(t)].(4.5)Пусть синусная и косинусная составляющие выходной огибающей создаются соответственно входными синфазными и квадратурными составляющими [128, с.205-210; 129, с,236-241; 130, с.74 - 76].На основании соотношений для составляющих входных сигналов (4.1) и(4.2) сложная математическая модель МУМС заменяется упрощенной моделью,структурная схема которой представлена на рисунке 4.4.Упрощенная частотно-независимая нелинейная квадратурная модельМУМС имеет два канала: синфазный (КН-1) с передаточной АХ и квадратурный (КН-2), содержащий фазовращатель на 90°.
Колебания на выходе КН-1 иКН-2, складываются в сумматоре с учетом знаков каждого из них и дают такое127же колебание, что и на выходе исследуемого устройства с наличием нелинейностей амплитудной (АХ) и ФАХ.Рисунок 4.4 – Структурная схема частотно-независимойнелинейной квадратурной модели МУМСПусть входящие в модель МУМС с устройствами КН-1 и КН-2 имеютравномерную ФАХ а, значит, можно все свести к более простой задаче анализасхем [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236].Огибающую выходного напряжения МУМС Uвых(t) и его фазовый сдвигθ(t) относительно входного можно записать через модели АХ и ФАХUвых(t) = F1[Uвх(t)];θ(t) = F2[Uвх(t)].(4.6)Выразим выходное напряжение как [13, с. 45-67; 132.
с.196-200]uвых (t ) = U вхs (t )U вых (t )U (t )sin θ(t ) + U вхс (t ) вых cos θ(t ).U вх (t )U вх (t )(4.7)Частотно-зависимая нелинейная квадратурная модель усилительногоэлемента АФАР. Идея квадратурного метода моделирования МУМС использует сложное преобразование исходного многочастотного группового сигнала вряд узкополосных сигналов. Таким образом, информации заложена в комплексной огибающей за исключением информации о модуляции. Это важно сточки зрения вычислительной эффективности. В МУМС характеристики будемаппроксимировать цилиндрическими функциями 1-го рода (специальными илибесселевыми функциями), потому что они способны быстро сходиться с нелинейными передаточными характеристиками усилителя и моделировать ИМС.128Математическая модель обеспечивает усиление и фазу каждой несущей и компоненты ИМС на выходе МУМС.Поэтому метод аппроксимации подходит и для включения в антеннуюмодель системы с АФАР и может обеспечить необходимую точность расчетов.Нелинейное поведение МУМС может быть выражено суммой цилиндрическихфункций 1-го рода [4, с.23]G(ρ) = g(ρ)ej ϕ( ρ )L= ∑ bs J L (αsρ),(4.8)S =1где bs = bgs+ jbms – комплексные коэффициенты;bgs – вещественная часть;bms – мнимая часть;JL – бесселева функция 1-го рода L-го порядка;L = 1, 2, s – порядок этой функции;α – параметр, константа (0,4 ≤ α < 1,0).Пусть эти параметры выбраны так, чтобы удовлетворить вещественнойи мнимой части G(ρ).Тогда решение (4.8) сводится к следующим двум соотношениям, полученным по методу наименьших квадратов [134, с.234-236]2Lgcosϕ−bJ(αsρ) = min,∑ k k ∑ gs Lk =1 s =1z2Lgsinϕ−∑ k k ∑ bms J L (αsρ) = min.k =1 s =1z(4.9)Уравнения (4.9) являются квадратичными, решается как правило по нескольким парам параметров (S,α) и подобные решения имеют минимальныеошибки.Частотно-зависимая линейная квадратурная модель усилительного элемента АФАР.
Математическое моделирование составляющих ИМС в АФАР.129Рассмотрим процесс появления составляющих ИМС в усилительных каналах К-элементной АФАР многоканальной радиосистемы связи.Сигнал на входе k-го усилителяNe( k , t ) = ∑ Ank e j (2 πf nt+φnk ) ,(4.10)n =1где Аnk – амплитуда входного сигнала в n-ом канале МУМС, фnk – соответствующая начальная фаза, а fn – несущая частота сигнала.На выходе МУМС амплитуда группового сигнала состоит из суммы амплитуд всех усиленных полезных несущих и основных мощных компонентИМС [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133, с.360-361; 134, с.234-236]. ПоэтомуNe0 (k , t ) = ∑ M ( Lp )ej ∑ ln (2πfnt+φnk )n =1,(4.11)Lpгде LP – вектор принадлежит множествуNNL = [l1 , l2 ,..., l N ] , ∑ ln = 1, и ∑ ln = 1, илиn =1n =1N3 ,где составляющие ∑ ≤ ln = 1 несущие, а компоненты, для которыхn =0(4.12)N∑≤ ln = 3,n=0являются ИМС-3.Здесь для любого индекса р существует единственное целое число от l1 доln. Оказывается, что кроме того ИМС высоких порядков можно не учитывать,потому что они меньше на 6 дБ, чем ИМС-3 [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133,с.360-361; 134, с.234-236].Тогда появляется компонентаSNs =1n =1M ( L p ) = ∑ β s ∏ J ln ( α Ank s ).(4.13)Итак, независимость от частоты квадратурной модели на рисунке 4.4можно изменить, чтобы привести ее в соответствие квадратурной частотно-130зависимой нелинейной модели (рисунок 4.5) [131, с.38-43; 132, с.196-200; 133,с.360-361; 134, с.234-236].Рисунок 4.5 – Структурная схема частотно-зависимаянелинейная квадратурная модель МУМСНа рисунке 4.5 синфазная составляющая КН-I – β0Is(f)Jln(αAnks) и синфазNная составляющая фильтра-I: G0 Is ∑ ln f n .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
