Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989) (1095875), страница 42
Текст из файла (страница 42)
Наибольшее распространение в диапазоне СВЧ получили отражательные фазовые манипуляторы. Идея построения фазового манипулятора СВЧ основана на дискретном изменении длины линии передачи между входом и выходом манипулятора под действием управлякхцих импульсов. Например, если под влиянием входного импульса длина линии изменилась на 112 (где Х вЂ” длина волны в линии), то фаза выходных колебаний изме- МЛ. нится на и, т. е. индекс фазовой манипуляции Ф = Ы2.
Лля дискретного изменения длины линии применяют переключающие элемен- Ь ты, в качестве которых наиболее часто используют р-1-л-диоды. 1,=х~р г;А/4 В манипуляторах отражательного типа применяют устройства развязки падающей волны, посту- ~В2 пающей на вход манипулятора, и отраженной от манипулятора волны, проходящей в нагрузку. Раз- / 2 вЯзывающими УстРойствами могУт Вирр Ваирр быть циркуляторы либо мостовые делители-сумматоры мощности. На рис.
5.29 изображена топология фазового манипулятора СВЧ отражательного типа с Ф = Ы2. В качестве развязывающего уст- Рис. 5.29. топология фазового ройства применен мост Ланге. манипулятора Манипулятор работает следующим образом. Входные колебания поступают в плечи 1 и 2 моста и, отражаясь от диодов Ир„И)я или от концов линий 1„1, (в зависимости от того, открыты или закрыты диоды), проходят на выход. Легко заметить, что при открывании диодов под действием управляющих импульсов длина пути волны увеличивается на Х/2, т. е. фаза колебаний в нагрузке изменяется на и. Развязка управляющих импульсов от колебаний СВЧ осуществляется с помощью высокоомных четвертьволновых линий 1, — 1„ а также линий 1„1,. Наличие двух диодов позволяет вдвое увеличить проходящую мощность.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ Изучив принципы построения, механизмы работы и методы расчета основных каскадов радиопередающих устройств на полупроводниковых приборах, можно спроектировать радиопередатчик, предварительно составив его функциональную схему. Примеры функциональных схем полупроводниковых передатчиков приведены в приложении 16. Отметим перспективные направления развития техники радиопередающих устройств на полупроводниковых приборах, Освоение миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов длин волн — создание мощных и стабильных генераторных и усилительных устройств путем совершенствования технологии изготовления полупроводниковых приборов, применения новых типов резонаторов, высокоэффективных режимов работы активных элементов.
Разработка устройств формирования частот коротковолновой части диапазона СВЧ. Применение новых видов модуляции, обеспечивающих большую помехозащищенность. Увеличение выходной мощности передатчиков путем повышения мощности и КПД активных элементов, а также совершенствования методов суммирования мощностей.
Увеличение функциональных возможностей передающих устройств, например разработка передающих модулей активных фазированных антенных решеток с встроенными микропроцессорами, позволяющими осуществлять автоматическую подстройку модулей и задавать необходимые фазовые распределения по раскрыву антенны. Увеличение надежности, снижение габаритов радиопередающих устройств путем более широкого применения интегральных схем, включая разработку полупроводниковых интегральных схем СВЧ. В перспективе можно ожидать, что маломощная часть радиопередатчика будет выполняться на одном или нескольких кристаллах. ПРИЛОЖЕНИЯ ПРИЛОЖЕНИЕ 1 (к 1 1 4) Аналитическая аапись зависимости вмходиого тока активного элемента от времени для режимов АВ, В, С или (П.1.3) ПРИЛОЖЕНИЕ 2 (к й 1.б! Динамическая вмходиая ВАХ безынерционного активного элемента, работающего в режимах А, АВ, В, С Как следует из рис.1,3, в, в перенапряженном режиме связь ги и и„однозначна, поскольку („не зависит от и„.
В результате динамическая ВАХ совпадает со статической. Найдем выражение для выходной динамической ВАХ в недонапряжениом режиме, учтя (1.4). (н = 0 (иу иота) иу) иота (П.2.1) О, иу < иота (П.2.2) (П.2.3) ии=-Еп — (Уи~ созв(. Из рис. !.3, б следует, что !и с05 вг — (гн (ивах) ИРи — 0< в( <О, (н -' —" О при 6 Сея < 2И вЂ” 0 (и —.— (г игах — !и (! — с05 в() ИРи — 6 < вг < 6.
Если в( = О, ТО ( =. О, отсюда )и=(и шах (! с056). Подставив (П. 1.2) в (П.! .1), запишем (н = ! С05 в( — С056 (н вах ' — 0<в(с6, 1 — соз О О, 6<вг<2и — О, Заменив в (П. 1.3) г„ш .„ на 1„ (П, 1,2), получим г'и (сох в( — со56), — 6< в(<0, О, О< вг<2и — О. и временнйе зависимости и, (г) и ии (!) (см. рис, !.9): и, =.Еаи-,(гу, соз оМ, (П.1.1) (П.1.2) Подставнв (П.2.2) в (П.2.1) н исключив соа ы/, нспользуя (П. 2.3), получим 5Вш 5(/г, !н= — 5 (Вем котс) + св пн. " н1 иш Принимая во внимание (!.15) прн п = 1, (1.21) н (1.24), запишем 5(/эт/(/ю = 1/у, (О)/7,г После несложных преобразований получим ВАХ для недойапряженного режима ~ — Вднн(и„— и„') прн и„(и', 0 прн ин) и,'„ где 5дш, — — 1/у, (О) /(н; и,', = Еп ' 57,(0) /(н(Еем — ветс). ПРИЛОЖЕНИЕ 3 (к $ !.9 н 1.9) Определение параметров бнпвлярмвго транзистора /7, Рнс.
П.3.1. Определение лн нин граннчных режимов 2!4 Сопротнвленне потерь в базе. Из рнс. 1.17 видно, что в статическом режиме ие = иы, -!бгв, отсюда получаем выражение для входной ВАХ трап. знстора: /в — — (иб — и, )/гб. Постоянный ток базы (б — это ток рекомбинацнн 19.
Как видно нз (!.35) н (!.34), он изменяется весьма существенно прн небольших изменениях и „, поэтому допустим, что прн открытом эмнттерном переходе иы, — велнчнна постоянная, иае пете Днфференцнруя /в по ие в точке ип ) и те н учитывая сделайное допущение, получаем 5 „. = б/б/бив — 1/гб. Таким образом, со- 7. й,х противленне потерь в базе гб — велнчигя,,( 4' /гй9 !а на, обратная крутизне лннейного участка входной статической ВАХ. /7,4 Ь Если входная ВАХ неизвестна, то гб может быть рассчитано нз прнводнмого в 5 4 справочниках произведения гбСаа где С„а барьерная емкость активной частн коллек- 0,7 5 торного перехода.
Суммарная емкость нол- 2 лекторного перехода фф+С, где 'г/ С„п — барьерная емкость пасснвной его части. Обычно Сип = (1 "4) Свю причем разница между С„п н Сна увелнчнвается () йй и В с Увеличением числа Ячеей в тРанзистоРе, т. е, с ростом его мощности. Отсюда С„=- = (0,2 ...0,5) С„, где коэффициент 0,2 соответствует мощнйм транзнсторам; 0,5 — маломощным. Зиад С„, можно рассчнтатьС„ н по произведению гбС найти гб.
Крутнэна статической переходной ВАХ биполярного транзистора 5 .= б/н/бив. Учитывая (1.38), запишем 5 =- В5в„. Крутизна линни граннчкмх режнмов. Линйя граничных режимов — это прямая, проведенная через начало координат н точки перегиба статнческнх выходных ВАХ транзистора (ркс. П.3.1), Крутизна этой линии 5гр —— - /н/ин. Прн малых напряжениях (ив ( ! /5гр) связь между )„н и„такая же, как для омнческого сопротивления. Поэтому и эквивалентную схему биполярного транзистора включают сопротивление потерь коллектора г„1/5„. Практика показывает, что с ростом частоты г„увелнчнвается. Для инженерных расчетов считают, что на СВЧ сопротивление гн в 3 — 5 раз больше, чем на НЧ.
Соответственно уменьшается 5„р. Гранмчная частота у . Рассчитаем завнснмость 1()1 от частоты для гран- ь знстора. включенного по схеме ОЭ. Как видно нз рнс. 1.17, на ннзкнх час. тогах /о =- 1В, поэтому ()а = /кг//В1, где/ш н /В1 — амплитуды первых гармоник тока коллектора н тока рекомбинации. В соответствии с (1.35) /В1 =" =- Яднфт/тр, где 1)днф,— амплитУда пеРвой гаРМоники диффУзнонного заРЯда.
Йа повышенных частотах, как следует из рис. 1.19, а /о=/В+1с=-рд Е1тр+бря Ф151. (П. 3. 1) При гармонической форме диффузионного заряда (что справедливо иа малом сигнале) от =чдпфг тр Ф)~(гднфг =' В1 ( ' )втВ). Малоснгнальный коэффициент усиления тока в динамическом режиме /нг /кт (П.3.2) /, /ш (1+/втр) 1 +)вт С ростом частоты модуль 1()) уменьшается: ! () ) - Бе/)1/ 1 + (втр)х, На частоте (П.З.З) В 'тр ) ()) = ()е/ )г 2. Отсюда /В =. вр/(2д). ГРаинчиаи частота Уг. Если в (П.3.2) подставить /ш =- дднфгтг (1 36) и / — — Юднфт/тр, ю получим 1(1( =- тр/тг )11+ (втр)е При в >..
вр )()(=1/(втг) (П.3.4) на частоте (П. 3. 5) вг=)/тг )51 = 1. Таким образом, /, = в,/(2я) — предельная частота усиления тока в схеме ОЭ. Граничная частота / . Рассчитаем зависимость от частоты малосигнального коэффициента передачи тока в схеме ОБ: сс = /„,//,, где /,— комплекснаа амплитУДа пеРвой гаРмоники тока змиттеРа 1„— "- /о + гш Учитывая (П. 3.!) и (1,36), запишем /э ='Чдпф/тр Чднф/тг+ бйяиф/б/ или однф/та+ бодчф~ б где (П.З.6) 1, тп =.- 1 / тр + 1 / то Для амплитуд справедливо соотношение /ш=а,„ф,/т„+1 О ф,=/., (1+1 где / =- Однфг/т = /В + /ко Малосигнальный коэффициент передачи тока а = /ш/ /„= /щ//, (1+1вт„). (а (=сг,/)/1+(вт )з, 215 где ао =-' 1но'1 <=<но<(18<+<по), Так как <та<18! =' Во, то по=()о<(()о" 1) — ! На частоте ыа <та (П.З.1) )а! =' ао<)/2 Отсюда/а =- ма<2н.
Связь междучастотамн /8, /! н ~„. Из (П.З.З), (П.3.5) и (1.38) следует, что /~= В/8. (П.3. 8) Соотношение (П. 3.6) с учетом (П.З.З), (П.З.З! и (П, 3.7) может быть записано ввиде/ =-/, -/йилн /„=-(Вф !)/р, (П.3. 9) Как видно нз (П. 3.4), )8! / = /о Измеряя )Р< на достаточно высокой частоте, легко рагсчитать /,, а с помощью (П, 3.8), <П. 3.9), и другие граничные часто- ты.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
