Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989) (1095875), страница 37
Текст из файла (страница 37)
Таким образом, при модуляции выходная мощность медленно меняется во времени: Р (1) = Р„(1 + лт соз 11«)а. Средняя во времени мощность модулятора пе а г»нл йх«х « а) ф = — ~ Р(1) й(=Р„~!+ — "*), д где Тд = 2п!И. 185 При т = 1 Р,э = 1,5 Р„, т. е. модуляция вызывает увеличение выходной мощности высокочастотных колебаний на 0,5 Р„, что обусловлено появлением боковых составляющих спектра АМ-колебаний. В современных радиопередатчиках наиболее часто производят амплитудную модуляцию, изменяя напряжение питания. Как правило, модулирующие колебания подводят к двум (или более) каскадам радиопередатчика.
При этом последний каскад работает в режиме комбинированной модуляции, когда по закону сигнала изменяются два модулирующих фактора: амплитуда высокочастотных колебаний возбуждения и напряжение питания активного элемента. $ 5.2. Амплитудная модуляция изменением напряжения питания Выходной ток активного элемента зависит от напряжения на коллекторе, особенно сильна эта связь в перенапряженном режиме. Поэтому можно осуществлять амплитудную модуляцию, изменяя напряжение на коллекторе.
В данном случае модулирующий сигнал вводят в цепь питания АЭ (рис. 5.6) н напряжение питания У, (Г) = Е, + Уп соз ЯГ, (5.3) где ń— напряжение питания в режиме несущих колебаний (напряжение источника питания); Уп — амплитуда низкочастотных модулирующих колебаний. Для выбора и расчета оптимального режима АЭ целесообразно построить статическую модуляционную характеристику модулятора (с помощьюдинамической переходной вольт-амперной характеристики АЭ).
Динамическая переходная ВАХ активного элемента. Известно, что в недонапряженном режиме работы биполярного и полевого транзистора выходной ток практически не зависит от выходного напряжения и„. Поэтому динамическая переходная ВАХ 1„ (ит) совпадает со статической, определяемой аппроксимирующим выражением 1„= Я (и„— и„,). (5.4) Построим участок переходной ВАХ для перенапряженного режима. При обычно используемых аппроксимациях статических ВАХ активного элемента для перенапряженного режима справедливо выражение: ~к Егр ик (5.5) где 5 „р — крутизна линии граничных и перенапряженных режимов.
В динамическом режиме без модуляции и„=Е.— и„, (5.6) (5.7) 186 Подставив (5.8) в (5.5) и выразив соз ю1 из (5.7) через и„, получим выражение переходной ВАХ в перенапряженном режиме: 1„= — За„„(м„— '), (5.8) где и,', = Е„„+ Е Ит,~0„;, Еа„„= З„р У„,!Ут, — крутизна динамической ветви переходной ВАХ. Аппроксимированная динамическая переходная ВАХ, построенная по (5.4) и (5.8), изображена на рис. 5.7.
Р и и' и Статическая модуляционная характеристика модулятора. Построим зту характеристику, воспользовавшись динамической переходной ВАХ активного злемента. На рис. 5.8 показаны формы импульсов коллекторного тока АЭ при различных напряжениях ис- о„р 0 Есн Рнс. 5.8. Изменение формы импульсов коллекторного тока с ростом напряжения иеточннка питания: ип>ип ) еп" азг точника питания.
Легко заметить, что при использованной аппроксимании ВАХ форма и амплитуда импульсов („(ю() не изменяются, пока АЭ .работаег в недонапряженном режиме. В то же время в перенапряженном режиме существенно влияние напряжения Е, на Ек: с уменьшением Е увеличивается провал в импульсах тока и уменьшается их амплитуда. В результате амплитуда первой гармо- Рнс.
5.6. Функциональная схема амнлнтудного модулятора при модуляции напряжением питании Рнс. 5.7. Динамическая переходная ВАХ активного злемеита при гармоническом управляюпгем напряжении ники тока 1кт постоянна в недонапряженном режиме и падаег в перенапряженном режиме. Таким образом, получаем статическую модуляционную характеристику (рис. 5.9). Анализ рис. 5.9. позволяет заключить, что линейная часть характеристики находится в области перенапряженного режима.
Если выбрать напряжение источника питания в середине линейного участка характеристики, то при т = 1 максимальный режим соответствует граничному по напряженности. На рис. 5.10 представле- 1 ,„р ны формы колебаний выходного аин тока и напряжения АЭ при модудтжн" ляцни изменением Е„.
р Рнс. ЗЛО Временные зависимости ко. лебаний выходного тока н напряженна прн модуляцнн напряженнем пнтання Рнс, 5,9. Статическая модуаяцнонная характернстнка прн модуляции напряженнем пита. ння ( — — — — нзмененне среднего тока) (5.9) гп = Уо(Е к. Расчет режима работы АЭ, Используя методику расчета гранич- ного режима, целесообразно вначале рассчитать максимальный ре- жим, учитывая при этом, что Р „= (! + гп)а Р„. Режим полевых транзисторов рассчитывают в предположении гармонической фор- мы управляющего напряжения.
Режим мощных биполярных тран- зисторов рассчитывают методом гармонического управляющего за- ряда. Как и при расчете усилителей мощности, угол отсечки им- пульсов коллекторного тока выбирают в пределах 60 ... 120'. Так как для рабочего участка статической модуляционной ха- рактеристики справедливо соотношение (см.
рис. 5.9) У„ = й!нм где й — коэффициент пропорциональности, и при модуляции 1вт (Г) = 1„, (1 + тп соз Й 1), то (1п (1) = Е„(! -~- нт соз Я1), где Еп = й1н,н. Сравнивая последнее выражение для !1„(!) с (5.3), замечаем, что Напряжение питания выбирается из условия (г' „< ипп,„/2. После расчета максимального режима следует вычислить Еп =('и тья/(1 +гп) (5.10) и определить по (5.9) амплитуду модулнрующего сигнала, подводи- мого к коллектору. Проверку Рр„( Р,п проводят для транзисторов в максимальном режиме.
Требования к мощному усилителю низких частот. Рассчитаем ориентировочно мощность, которую должен обеспечивать выходной каскад усилителя модулирующих колебаний мощного УНЧ. В процессе модуляции средний за период высокочастотных колебаний коллек- л торный ток изменяется от О до l„,,„с,' А', пропорционально изменению (з'„.
Учитывая (5.10), запишем г',ь ь = 1 = /„ь „(1+ пь). Таким образом, зм- (й ( с плитуда низкочастотных колебаний КОЛЛЕКтОРНОГО тОКа (а =те „ь „. бгедйа С' йихвд С учетом (5.9) мощность, потреб- с, с, ляемая модулятором от усилителя, Рп=О,Ыо()о=О,5пг'СпьпЕ . При пт = 1 мощность усилителя того же порядка, что и колебательная мощность модулятора в режиме «молчаниям Пранмущестаа и неаостатан маауляцин изменением напряжения питания.
Достоинством модуляции изменением напряжения питания является то, что АЭ работает в энергетически выгодном перенапряженном режиме. )гоэтому модуляцию можно осуществлять в ючкодном каскаде передатчика, а все предиюапвующие каскады усиления ставить в наиболее выгодный граничный режим. Главный недостаток такой модуляции состоит в необлодимости применения в'ОЧ примерно такой же мощности, что и выходной вьюокочастотный каскад. Кроме того, для получения глубокой модуляции (т = 1) необюдимо, чтобы АЭ работал в сильно перенапряженном режиме, недостатками которою являются малый коэффициент усиления мощности и увеличенные нелинейные искажения (это объжняется открыванием коллекторного перепада при малик ип).
К недостаткам транзисторныл модуляторов следует также отнести необлодимость применения пониженною (в г роза по сравнению с усилителями) постоянного напряжения питания, т. е. недогрузку транзистора по мощности. Большинство отмеченных недостатков устраняется, если применить колебинироаанную модуляцию, т. е. наряду с изменением напряжения питания синхронно изменять еще какую-либо злектрическую величину. Опыт показал, что применение в амплитудных модуляторах автосмещения существенно улучшает линейность статической модуляционной характеристики и соответственно снижает козффи- циент нелинейных искажений. В подобном модуляторе имеется два модулирующих фактора: напряжение питания У„и напряжение смещения У,„, создаваемое падением напряжения на сопротивлении автосмещения Й,„при протекании токов 1т, или 7„ь (в процессе модуляции средние токи управляющего электрода и истока изменяются в такт с модулирующим сигналом).
В современных передатчиках с АМ выходной каскад работает в режиме комбинированной модуляции. В транзисторных каскадах одновременно изменякггся У„, У,„и амплитуда управляющего заряда ()т,. На рис. 5.11 представлена принципиальная электрическая схема транзисторного амплитудного модулятора при модуляции напряжением питания.
$5.3. Усиление модулированных колебаний Если амплитудная модуляция осуществляется на низком уровне мощности, то последующие усилительные каскады радиопередатчика работают как усилители модулированных колебаний. В подобных усилителях важно правильно выбрать режим работы активного элемента, с тем чтобы не увеличить коэффициент нелинейных искажений. Допустим, что в отсутствие модуляции высокочастотное напряжение на управляющем электроде АЭ гармоническое, а коллекторный.ток представляет собой косинусоидальные импульсы. Такие допущения справедливы, если в качестве АЭ применяют полевые транзисторы либо маломощные биполярные транзисторы с корректирующими цепочками.
При анализе режимов работы АЭ в усилителях модулированных колебаний используют понятие статической модуляционной характеристики 7„,(У ,), условно рассматривая усилитель как модулятор, модулирующим фактором которого является амплитуда входного напряжения. Для уменьшения нелинейных искажений нужно обеспечить такой режим АЭ, при котором статическая модуляционная характеристика наиболее линейна. Амплитуда первой гармоники выходного тока ~„, =ли„у,(О), (5.!1) где 5 — крутизна переходной ВАХ активного элемента; у, (О)— нормированный коэффициент ряда Фурье для косинусоидальных импульсов; (5.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
