Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 80
Текст из файла (страница 80)
4.16 иллюстрирует распределение мощности шумов, типичное для источника колебаний опорной частоты 1 МГц с квар- цевым фильтром на выходе (КГ на рис. 4.8,»). В интересующей нас полосе наклон кривой Яз и, таким образом, шумы синтезатора могут быть оценены исходя из уравнения [4.3, с. 117) Р(/„,) = К/Я, где К вЂ” наклон интегрируемого отрезка ломаной линии. При и ~ — 1 Аналогично для участка с наклоном кривой / з можно получить Так как заданное отношение полной мощности одной боковой полосы фазовых шумов к мощности несущей равно -80 дБ, то УУ. 1018п[ Р(У,„)гУУ = — 80 дБ или / Р(/,„)гУУ,„= -10 з. у У При /„= 400 Гц и // = 600 Гц К = 10 з/(1/600 — 1/400), или К = = 1,2.
10 з. Таким образом, при отстройке от несущей на /„, = /э = = 400 Гц а(/э) = ~81,2 10 з/1,6 10 з сз 101 дБ, а при отстройке от несущей на /„, = Яз = 600 Гц а(/„,) = — 105 дБ. Прямая 2, проведенная через эти две точки на рис. 4.16, показывает требование подавления фазовых шумов на — 80 дБ, пересчитанное в а(/„,). Кривая 3 (рис. 4 16) иллюстрирует шумы источника опорной частоты 1 МГц с учетом умнажения частоты до 300 МГц Кривая Б (наклонная часть) показывает шумы колебания частоты 1 кГц с учетом шумов типа Я1 БУ; горизонтальная часть кривой Б показывает влияние тепловых шумов БУ. Фазовые шумы нарастают или убывают пропорционально коэффициентам умножения или деления частоты соответственно.
Из рис. 4.16 следует, что если выбрать СЧ на основе одной петли ФАПЧ (рис. 4.8,а), то после умножения опорной частоты до значения выходной частоты шумы (кривая 3) превзойдут заданный уровень — 80 дБ более чем на 50 дБ. Отметим, что кривая б не опускается на 60 дБ после делителя частоты на 1000, так как шумы БУ, включенного на входе этого делителя, являются в данноы случае определяющим фактором [4.4, с. 92, 93]. Возрастание шуьюв на 109 дБ при переходе от кривой б к кривой 3 объясняется умножением частоты в 299999 раз в петле ФАПЧ. На рис.
4.17 кривая 1 показывает требуемое отношение — 80 дБ, кривая 6 — шумы ПГ, подавленные петлей ФАПЧ с полосой пропускания 5 кГц; кривая 3 — шумы ПГ, не охваченного петлей ФАПЧ. Результаты анализа рис. 4.17 свидетельствуют, что фазовые шумы ПГ могут быть подавлены до необходимых значений (до — 80 дБ) только в том случае, если полоса пропускания петли ФАПЧ будет не менее 5 кГц.
Но ширина полосы пропускания петли ФАПЧ не может превышать [4.3, гл. 5] частоту Гфд, которая в рассматриваемом случае (см. рис. 4.8,а) составляет 1 кГц. Даже если можно было бы подавить шумы ПГ, приближая ширину полосы пропускания петли ФАПЧ к Гфд, . это не привело бы к снижению фазовых шумов синтезатора до заданного уровня. Требуемый уровень оказался бы недостижимым из-за шумов колебания опорной частоты 1 кГц (кривая Я на рис. 4.16). Кривая 4 на'рис. 4.16 показывает, что фазовые шумы колебания опорной частоты 1 кГц (см. рис.
4.8, а) могут быть подавлены до требуемого уровня петлей ФАПЧ с полосой пропускания 20 Гц. Таким образом, в однопетлевом синтезаторе (см. рис. 4.8,а) шумы колебаний с частотой 1 кГц и шумы ПГ могут быть снижены до требуемого уровня только при условии, что.полоса пропускания петли будет иметь ширину 20 Гц и 5 кГц соответетвенно, что невозможно выполнить одновременно.
Значит, выбор однопетлевого СЧ не может решить поставленную задачу. Значительное улучшение подавления фазовых шумов можно получить введением в СЧ второй вспомогательной петли (см. рис, 4.8,6). Это позволяет в основной петле (с Гфд — — 1 МГц) выбрать полосу пропускания 5 кГц и тем самым снизить шумы ПГ до пренебрежимо малого уровня на заданных частотах анализа. Однако и в двухпетлевом СЧ коэффициент умножения. шумов опорной частоты 1 МГц весьма высок, йк что именно шумы. умноженных колебаний превышают примерно на „дБ допустимый уровень — 80 дБ [4.3, рис.
2.67 и 2.68]. Для решения поставленной задачи оказалось необходимым рассмотреть схему двухпетлевого СЧ с тем, чтобы заменить на более высокочастотный источник опорного колебания: в синтезаторе по схеме рис. 4.8,б использован источник опорной частоты 5 МГц, что повлекло за собой уменьшение коэффициента умножения частоты в основном кольце ФАПЧ (Гфд — — 10 МГц), сделало возможным подавление фазовых шумов ОГ до — 80 дБ, хотя при этом произошло увеличение более чем на 10 % размеров, потребляемой мощности, стоимости [4.3, с.
230]. Заметим, что приведенный пример вовсе не дискредитирует синтезатор частот на однокольцевой системе ФАПЧ вЂ” однокольцевые СЧ успешно используют в случаях не жестких требований к фазовым шумам при больших отстройках Г„, при возможности обеспечения требований по длительности переходных процессов и по малости шага сетки частот.
Окончательно выбрав структуру СЧ, определив требуемые параметры системы ФАПЧ (полосу пропускания, пг, Т, П ), необходимо проверить требования по времени переключения частоты и по необходимой полосе захвата. Возникающие при этом проблемы разрешают применевием устройств поиска по частоте [4.3, э 6.9; 4.9, гл. 8]. 4.8.
Расчет транзисторного автогенератора Автогенератор — один из важнейших функциональных элементов синтезатора частот. Мало того, в синтезаторе частот может использоваться одновременно несколько типов автогенераторов (АГ) — опорный, перестраиваемый по частоте, модулируемый. В данном параграфе подробно рассматривается проектирование ЕС-автогенератора. Для расчетов АГ с перестройкой частоты (с цепями грубой и точнои перестройки), с модуляцией частоты рекомендуются источники [4.3, 4.7, 4.10], для расчетов кварцевых автогенераторов — [4.10, 4.12], с частотной модуляцией — [4.11, 4.10].
На сравнительно невысоких частотах (до десятков мегагерц) наиболее часто применяют схемы одноконтурных АГ на биполярных и полевых транзисторах в виде емкостных трехточек. В модифицированной схеме емкостной трехточки (рис. 4.18,а), известной как схема Клаппа, введение конденсатора Сз позволяет применить катушку индуктивности с такой конструкцией и индуктивностью, при которой ее добротность на рабочей частоте будет максимальной.
Введение конденсатора Сз, кроме того, уменьшает коэффициент подключения транзистора к контуру, снижая тем самым дестабилизирующее влияние меняющихся параметров транзистора на частоту автогенератора. Следует, однако, заметить, что уменьшение связи может затруднить реализацию условий самовозбуждения АГ. а) б) Рис. еаз 360 361 При выборе типа транзистора АГ (биполярный или полевой) на полевых транзисторах (ПТ) с р-и-переходом обладают более высокой кратковременной стабильностью частоты, так как при больших расстройках (несколько десятков килогерц) величина спектральной плотности флуктуаций частоты у них примерно на два порядка меньше, чем у АГ на биполярных транзисторах (БТ).
Из трех составляющих шума: тепловой, дробовой и полупроводниковой (избыточной) — в диапазоне да 100 ЧГц в БТ преобладает дробовая, мощность которой пропорциональна току, а в ПТ вЂ” тепловая, определяемая внутренним сопротивлением прибора и слабозависящая от тока транзистора. Поэтому АГ на БТ при больших токах по уровню шума существенно уступают аналогичным устройствам на ПТ?0...30 дБ при больших отстройках от несущей (более 60...80 кГц).
Однако не все ПТ обладают указанным преимуществом, а только их часть — приборы с горизонтальным каналом (с управляющим р-и-переходом). Но при малых расстройках преимущество по малости спектральной плотности флуктуаций частоты сохраняются за АГ на БТ Отмеченную специфику АГ на биполярных и полевых транзисторах можно выгодно использовать, например, при выборе типов транзисторов для опорного и управляемого АГ синтезатора частот, базирующегося на основе кольца фазовой АПЧ, так как система ФАПЧ является фильтром нижних частот для флуктуаций частоты (фазы) опорного генератора и, наоборот, фильтром верхних частот для флуктуаций частоты (фазы) управляемого генератора [4.3). Для опорного генератора выгоднее использовать БТ, в то время как для управляемого — ПТ.
Другая особенность автогенератора на П Г заключается в более высокой температурной стабильности [4.3). При выборе типа проводимости транзистора (р-и — р или и-р-и) необходимо учитывать лучшую температурную стабильность параметров и-р — и-транзистора в области положительных температур,' р — и-птранзистор более стабилен при отрицательных температурах.
Однако очень часто АГ целиком или частями размещается в термостате, где изменения температуры незначительны, и тип проводимости транзистора в таких случаях не имеет значения. С повышением рабочей частоты АГ начинает заметно сказываться инерционность транзистора — его крутизна становится комплексной, Если не принять специальных мер, то из-за сдвига фаз между током (первой гармоникой) выходного электрода транзистора и напряжением на его входных электродах транзистор будет работать на комплексную нагрузку. Это снижает полезную мощность и ухудшает стабильность частоты.
Если р, = (20...30)', свойства АГ практически мало меняются по сравнению со случаем безынерционного транзистора. При ~р, = (40...60)' полезная мощность и стабильность чэстоты заметно уменьшаются. На еще больших частотах необходимо принимать специальные меры для сохранения работоспособности АГ. В зависимости от соотношения между частотой колебаний Го и частотами транзистора Г и Гт транзистор считают безынерционным при Гэ < 0,5,Г„инерционным при 0,5,Г, < Гэ < Гт и сильно инерционным при близости Гэ к у . На высоких частотах применяют схемы АГ с полным фазированием, у которых коэффициент обратной связи комплексный, и его фаза ~рос выбирается Равной по значению и пРотивоположной по знакУ 1оз В таких АГ, как и в АГ на низких частотах, транзистор работает на настроенную нагрузку (те.
частота АГ равна резонансной частоте колебательного контура). Эквивалентная по высокой частоте схема АГ с фазированием показана на рис. 4.18,6. Для создания необходимого сдвига фаз служит цепь обратной связи, состоящая из реактивного сопротивления Ле и сопротивления Лэ (вместо Лэ используется, как правило, входное сопротивление транзистора).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
