Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 62
Текст из файла (страница 62)
В [3.10, с. 98-100) также приводятся примеры конструктивных расчетов при заданных У++ и Я+ для несимметричных полосковых линий при разных 6 и 1/Ь в О. ширина подводящих симметричных линий (рис. 3.44,г) при 6 = 1 (без диэлектрика) 200(1 — 1/Ь) ) ю — — 1 1 — — Ь при И'/Ь > 2. Вначале по любой из формул определяют приближенное значение И' яз И" при 1 = О. Затем в зависимости от величины И'*/Ь по соответствующей формуле уточняют Иг при 1 > О. Для несимметричных подводящих микрополосковых линий (рис.
3.44,8) надо вместо 200 подставить 300 [3.7). Приведенные формулы дают достаточную для практики точность получения заданных волновых сопротивлений линий У, = А при толщине полосок 0,005...0,3 мм [3.7). Для расчетов геометрических размеров полосковых линий с диэлектриком (6 > 1) следует воспользоваться формулами, графиками и таблицами в [1.44; 3.6; 3.10; 3.25), а также приведенными в 1 3.11. Во встречно-стержневой конструкции необходимая для построения трехдецибельных мостовых схем сильная связь между линиями достигается параллельным расположением от трех до шести полосок (рис.
3.47). В табл. 3.18 приведены оптимальные геометрические размеры — относительная ширина полосок гз = И'/Ь и относительная ширина зазора з = о/Ь, определенные из расчетов на ЭВМ, в зависимости от числа полосок Ьг = 3...6 для разных значении диэлектрической проницаемости подложки и нагрузочных сопротивлений й. Видно, что с ростом Ьг уменьшается ширина полосок, но увеличивается ширина зазора между ними. Наиболее широкое применение находит конструкция на рис, 3.47,6, так называемый мост Ланге. По сравнению с тандемной конструкцией мосты на встречных стержнях имеют заметно меньшие геометрические размеры, но требуют более )дог-2)еае 1О !РР ро о,ю ою О7 47 о,б рз о,г Р,2 о,з г г 7 4 1 РОЗ Роб Одб РО7РОЮРОЮ Р 427 рд аи ргб он ргю ргю т у) Р г гд) г Рис.
ЗАТ 288 282 сложной технологии изготовления из-эа меньшей ширины полосок и зазоров между ними. В частности, перемычки между полосками осуществляются проволокой диаметром 0,03 мм, которую при варивают точечной сваркой, в то время как в тандемной конструкции перемычки можно выполнять из фольги толщиной 0,015 мм и шириной до 0,2 мм. Согласно данным табл. 3.15 квадратурныи мост с лицевой связью обеспечивает полосу в октаву [Кг = 2) при ~21с1 2 = 0,3...0,4 дБ. При переходе к мосту типа "Тандем" и Ланге существенно снижается полоса пропускания.
На рис. 3 48 приведены предельно достижимые значения ~аког г „в этих типах мостов в зависимости от с1 з при разных К7. Одновременно по оси абсцисс отложены оптимальные геометрические размеры при их реализации на подложке с Р = 9,8 [3.16). Видно, что мост Ланге оказывается более широкополосным. Для расширения полосы пропускания до октавы и выше стремятся выравнивать фазовые скорости четных и нечетных волн в связанных линиях, Для этого в мостах типа "Тандем" зазор между линиями делают пилообразным, что позволяет увеличить Кг до 2...2,5 [3.17).
В мостах Ланге с этой целью переходят к "квазиподвешенной подложке", когда под диэлектрической подложкой [непосредственно под связанными линиями) делают воздушную прослойку (см. рис. 3.44,е), Такими 47 41 о о 7А 7б гю 7 42 рсодб г2 гз гб гю га гг раодб 472 472 Ога 075 Ргб Огг Рж ьа ргагоб ро рдбоггаггб а) б) Ряс.
ЗАВ способами практически обеспечивают полосу рабочих частот около октавы. Дальнеишее расширение полосы достигается каскадным включением двух-трех и более секций связанных линий четвертьволновой длины с различными коэффициентами связи. Каскадное соединение позволяет увеличить ширину связанных линий и зазор между ними, максимально допустимую мощность, передаваемую через мост.
Например, в трехсекционных мостах, все секции которого выполняют непосредственно на связанных линиях либо в качестве средней секции, используют тандемную конструкцию или мост Ланге, тем самым обеспечивается жгзс1 з — 0,3 дБ в рабочей полосе с К7 = 4...4,5 [3 18; 3 21) В [3.22) описывается конструкция семисекционного моста, который обеспечивает Кг до 9.
При попарном сложении одинаковых генераторов [см. рис. 2.20) используют квадратурные мосты на связанных линиях одно- или реже двухсекционных, в которых подбирают коэффициенты связи отдельных мостов так, чтобы при заданном К1 обеспечивались наилучшие частотные характеристики [3.8; 3 23) 3.9. Проектирование и расчет резонансных выходных фильтрующих систем В передатчиках, предназначенных для работы на фиксированной частоте или предусматривающих перестройку С- и С-элементов при смене частоты, выходную фильтрующую систему [ВФС) обычно строят в виде Г-, П- и Т-цепочек, широко используемых в качестве межкаскадных ЦС [см.
з' 3.2). Такие цепочки по структуре являются ФНЧ и поэтому хорошо обеспечивают фильтрацию высших гармоник, При этом уме ду 7 ки определяется как гжз 77 74 (3. 43) гпьее — — (0,1... 0,15)аф. ) 1нп 77 а) 11 7е» дж и 17 Е"Г 17 17 Рис. З.ее 286 284 ВФС одновременно трансформирует резистивную составляющую сопротивления нагрузки антенны Вя в 1« и компенсирует ее реактивную составляющую Ля. В качестве примеров на рис. 3.49,а,6показаны схемы ВФС из последовательно соединенных двух П- или Т-цепочек, начинающихся с параллельного конденсатора С1 или с последовательной индуктивности С1. В общем случае может включаться специальный реактивный элемент (Ь, или С,г) для компенсации реактивной составляющеи сопротивления антенны (Хск = — Хх).
Исключая те или иные элементы, можно переходить к более простым схемам. Например, если в схеме рис. 3.49,а изъять С5, то вторая П-цепочка преобразуется в Г-цепочку. Если Л,к и Яя сильно различаются (в ламповых ГВВ может быть В,к» Вх и, наоборот, в транзисторных Л „« Вд), то в ВФС осуществляют постепенную трансформацию, выбирая Л;, в схемах на рис. 3.49 как «/К„К». Если В, — Ня, то промежуточная трансформация может быть близка к 1, а величины Ве«и Лэз в П- и Т-цепочках выбирают из требований на фильтрацию высших гармоник. Остановимся на выборе числа С- и С-элементов ВФС. При выполнении ВФС в виде полосового фильтра, состоящего иэ последовательных и параллельных сС-контуров, настроенных на основную гармонику, коэффициент фильтрации высших гармоник приблизительно пропорционален произведению добротности всех нагруженных контуров, а суммарные потери определяются суммой добротностей этих контуров.
При этом для заданного уровня фильтрации существует оптимальное число контуров, при котором достигаются наименьшие потери в ПФ на частоте основной гармоники (3.12). Это обстоятельство можно распространить и на ФНЧ, для которого оптимальное число пт,эт Е- и С-элементов в функции от затухания аф в децибелах на частоте высшей гармони- Ввиду того что минимум оказывается слабо выраженным и если нет дополнительных ограничений, например, на полосу пропускания ВФС, ценой незначительного увеличения потерь понижают гп до (0,05...
...0,1)аф, что упрощает схему ВФС. При этом на каждыи С- или С- элемент ФНЧ приходится ослабление второй гармоники на 10...20 дБ. Поэтому при современных требованиях на фильтрацию в 40...80 дБ ВФС достаточно выполнять из двух-трех последовательно включенных П- или Т-цепочек с результирующим числом СС-элементов гп = 4...6.
Выбор первого элемента — параллельного конденсатора С1 или последовательной индуктивности 11 определяется схемой генератора. Для ламповых и транзисторных генераторов с резонансной нагрузкой, а также двухтактных ключевых генераторов с параллельным контуром первым элементом ВФС должен быть конденсатор С1; для двухтактных ключевых генераторов с последовательным контуром — индуктивность С1. В ключевых генераторах с формирующим контуром выбор первого элемента ВФС определяется схемой включения формирующего контура или линии Л/Я (см.
рис. 2.15 и 2.16). Величины 1- и С-элементов Г-, Т- и П-цепочек, входящих в ВФС, находят по формулам табл. 3.1 с учетом следующих особенностей. Во-первых, ограничения на величину первого элемента — конденсатора С1 или индуктивности 11 определяют по (2.1) либо (2.34)-(2.38). Аналогично иэ (2.1) можно определить ограничение на С«ыы ВФС ламповых генераторов с резонансной нагрузкой. Отметим, что в ряде руководств по проектированию анодной цепи лампового ГВВ рекомендуется выбирать емкость контура согласно С«(пФ) = (2...4)Л (м). Это соответствует волновому сопротивлению контура р = 531Л (м)/С (пФ) = = 531Л/(2...4)Л = 266...133 Ом.
При типовых нагрузочных сопротивлениях ламп гс,к = 0,5... 2 кОм будет обеспечиваться добротность нагруженного контура Як = Л,к/р = 3...16, т.е, несколько выше, чем Яэ = 2...4 при выборе величины Сг согласно (2.1). Во-вторых, реактивную составляющую входного сопротивления нагрузки (антенны) Ха целесообразно скомпенсировать специально включаемой последовательной индуктивностью 1,7 (или емкостью С, ) так, чтобы Х, = — Хз. В-третьих, если 71я и 77, сильно различаются (более чем в 10 раз), то две цепочки должны последовательно трансформировать нагрузочное сопротивление. При этом промежуточное сопротивление Я' (рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
