Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 140
Текст из файла (страница 140)
Современные методы исследования преобразования спектра сигнала в цепях с комплексной нелинейностью, т.е. обладающих АХ и ФАХ, позволяют анализировать богатые спектры входных сигналов (10 8). Некоторые из результатов таких исследований используем ниже при выборе режимов усилителей на клистронах и ЛБВ'. В практически значимых случаях нормированную АХ этих СВЧ приборов можно представить в виде У' „= 2/1(1, 8У' ), где 21 — функция Бесселя первого рода первого порядка, УУ „— нормированная к номинальнои амплитуда выходного сигнала (У'„= Увмх/У„,м ~( 1), а У' — то же для входного (Увх Увх/Увам ~~ 1).
Зависимость начальной фазы от амплитуды (ФАХ) аппроксимируют параболой. ЬФ = В(У' ), где  — коэффициент, связанный с приводимым в справочных данных коэффициентом АФК (Квфк) соотношением В = 4, 6Ехфх, причем В выражено в рад, а Кдфк — в рад/дБ. Значения коэффициента В у современных приборов лежит в'интервале 0,12...0,25 рад. Уже при В = 0,125 вклад АФК в интермодуляционные колебания равен вкладу от нелинейности АХ Для выбора режима усилителя воспользуемся номограммои (рис. 10.12). На ее оси абсцисс отложены потери мощности прибора.
По оси ординат даны уровни комбинационных колебаний третьего порядка. Комбинационные колебания более высоких порядков пренебрежимо малы. Номограмма построена для двухчастотного равноамплитудного колебания. С ее помощью по заданным пиковой мощности сигнала и допустимому уровню интермодуляционных искажений, пользуясь справочным значением КАфк, находят номинальную мощность прибора СВЧ вЂ” клистрона или ЛБВ. Простота реализации МДЧР послужила причиной его широкого применения в аппаратуре со стандартными радиотрактами.
Пик-фактор сигнала э при многостанционном доступе зависит от числа каналов доступа, но для более чем 10 каналов меняется мало. Для равноамплитУдных колебаний пик-фактоР з = 10!8 Аг„где Ка — число сигналов, передаваемых на отдельных поднесущих. Значение пик-фактора в 10 дБ считают кваэимаксимальным. Десятичастотныи равноамплитудный сигнал близок по своим своиствам к "белому" шуму. В качестве испытательных сигналов на линиях с МДЧР применяют четырехчастотное равноамплитудное колебание или окрашенныи шум (белыи в полосе ствола). Исследования показали, что для клистронов и ЛБВ допустимо применять двухчастотный испытательный сигнал.
При этом уровни комбинационных колебании связаны с уровнями четырехчастотного и десятичастотного колебаний соотношениями КзН1 = Кзг21 + 3,5 ш 0,1 дБ и Кзгго1 = Кзг21 + 5,4 ш 0,25 дБ. В скобках указано число колебаний. Напомним, что по определению уровень комбинационных Кз < 0 и, следовательно, искажения при двух- частотных колебаниях наименьшие, Выбирая режим работы прибора при МДЧР, воспользуемся номограммой (рис 10.12) и приведенными выше соотношениями. Обратимся теперь к применению клистронов и ЛБВ в системе МДВР. Вопросы оптимизации линий спутниковой связи при передаче высокоскоростных цифровых потоков обсуждались в [10.9). Для реализации высокои пропускнои способности линий спутниковои связи при заданной достоверности передачи сообщения в системах типа МДВР необходимо минимизировать энергетические потери, возникающие при прохождении сигнала двукратнои относительной фазовой манипуляции (ДОФМ).
Эти потери возникают из-за ограничения полосы частот спутникового тракта передачи и неидеальности работы цепей синхронизации когерентного модема (цепи восстановления несущей и тактовой частот). Ограничение полосы передаваемых частот, неравномерность амплитудно-частотной и неидеальность фазочастотной характеристик радиотракта приводят к возникновению межсимвольных искажений. Дрожание фазы тактовой и несущеи частот, обусловленное флуктуационными помехами, действующими на входах фильтров в цепях синхронизации модема, также вызывают межсимвольные искажения.
Последние приводят к энергетическим потерям, именуемым линейными, так как отражают ухудшение качества приема по названным выше причинам, Они, как правило, сравнительно невелики. 622 623 -7 0,4 йа гяпвя 624 При прохождении сигнала ДОФМ через /яя элемент с комплексной нелинейностью возникают межсимвольные искажения и, кроме того, происходит снижение спектральной плот- -4 ности мощности сигнала в фиксированной по- -3 лосе частот приема из-за расширения спектра усиливаемого сигнала.
Энергетические потери, обусловленные этими факторами, соответственно называют нелинейными. Они обычРис. 10.13 но преобладают над линейными. Здесь экви- валентную мощность определяют по качеству приема. Увеличение энергетических потерь эквивалентно снижению мощности принимаемого сигнала и ухудшению отношения сигнал-шум. Совокупность линеинои и нелинейнои составляющих характеризует полные энергетические потери анализируемои системы. Исследования [10.9) позволили определить оптимальный режим передачи сигналов в системах с МДВР по каналам, рассчитанным на работу в режимах МДЧР. Напомним, что при усилении сигналов ДОФМ в радиоканале имеет место глубокая, иногда близкая к 100 % модуляция по амплитуде.
Моделирование на ЭВМ показало, что при уменьшении уровня сигнала ДОФМ на входе типового тракта усиления БР суммарные потери сначала снижаются, а затем вновь растут. Зависимость энергетических потерь, выраженная в децибелах, от уровня сигнала на выходе нелинейного элемента приведена на рис 10.13. Эквивалентные энергетические потери определялись по вероятности ошибок во время приема сигнала ДОФМ. При квазипиковом уровне сигнала на входе нелинейного элемента (ГГ'„ = 1) его средняя мощность дает положение рабочей точки на амплитудной характеристике нелинейного элемента в области перехода от квазилинейного участка характеристики в область насыщения.
Пиковая мощность сигнала ДОФМ переводит прибор в область насыщения, что ведет к резкому росту эквивалентных энергетических потерь мощности. Минимум этих потерь достигался при квазипиковом уровне сигнала на входе нелинейного элемента, соответствующем относительному уровню Г/' = О,я. Расчетные энергетические потери составили при этом 2,5 дБ, Результат проверен экспериментально на линии спутниковои связи. По командам с земной станции менялся коэффициент усиления тракта промежуточной частоты бортового ретранслятора, что соответствовало из.менению уровня входного сигнала на входе нелинейного элемента.
Экспериментально был найден оптимальный коэффициент усиления, при котором энергетические потери составили менее 3 дБ, Физический смысл полученного результата состоит в следующем. В области насыщения (область, соответствующая 11'„> 0,8) энергетические потери растут вследствие нелинейных искажении, приводящих к снижению спектральной плотности сигнала ДОФМ в полосе приема и к увеличению межсимвольных искажений под деиствием интермодуляционных искажений В части, соответствующей квазилинейной амплитудной характеристике (О'х > 0,6), снижение вероятности тест-сигнала об- условлено уменьшением выходной мощности бортового ретранслятора, которое сопровождается на приеме ухудшением отношения сигнал-шум Уровень входного сигнала У'„0,7 является оптимальным, так как нелинеиные искажения, определяемые максимальным уровнем сигнала, еще незначительны, а выходная мощность достаточно велика, Согласно сказанному выше в каналах МДВР оптимальная квазипиковая мощность сигнала примерно вдвое меньше номинальнои мощности усилителя, 10.6.
Расчет ГВВ на пролетных хлистронах Особенности расчета режима н проектирование пеней. Расчет режима подразумевает установление значений напряжения на аноде Е„тока катода 1х и мощности возбуждения Р „, обеспечивающих получение требуемой мощности Р в нагрузке при допустимом уровне нелинейных искажений. Такой подход позволяет ограничиться рассмотрением "внешних" параметров прибора; его АХ и ФАХ, что и сделано выше. В каналах многостанционного доступа усилители должны иметь близкие к линеиным амплитудную и укладывающиеся в трафареты допусков частотные характеристики — АЧХ и ХГВЗ. Важно, что вопросы получения требуемых мощности в нагрузке и частотных характеристик для клистронного ГВВ решают совместно [10.10).
Мощность Р стремятся получить при максимальном полном КПД. Его определяют как произведение я1 = г7,я1х электронного и контурного КПД. КонтУРный обычно высок, что позволЯет оптимизиРовать значение Я1я. Выбор последнего основан на результатах исследований с помощью ЭВМ процесса преобразования кинетическои энергии сгруппированного электронного потока в энергию радиочастотных колебании.
Они показывают, что оптимальное значение коэффициента использования напряжения бгя = Ггяг/Е, на выходном зазоре составляет 1,2...1,3. Отметим, что в силу соизмеримости времени пролета электронами зазора с периодом радиочастотных колебании при названных значениях бгя возврата электронов не происходит, все они движутся в зазоре поступательно. Требуемые напряжения реализуют надлежащим выбором сопротивления нагрузки Лен, пересчитанного к зазору. Значение КПД зависит еще и от конструкции зазора, а также величины нормированной амплитуды первой гармоники конвекционного тока 1,' = 1 1 г1 .
Для яги — е1НГ к хорошо сгруппированного электронного потока 1,'1п, Е [1,2 .. 1,6]. Зависимость электронного КПД от сопротивления Л н называют нагрузочной характеристикои (рис. 10.14). Ее рассчитывают на ЭВМ, вводя нормированную переменную Л.',зг — — Ль,у/Яе. Благодаря применению нормированных переменных нагрузочные характеристики имеют обобщенный характер и справедливы для приборов с различными абсолютными значениями напряжения Е„тока 1„и сопротивления Л гг.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
